跨導(dǎo)
- 基于相位差原理的抑制3k次諧波差分N通道濾波器
整數(shù)）諧波，兩個跨導(dǎo)放大器用于電壓求和與提高增益，片外變壓器用于阻抗匹配，提高Q值。與近年來其他相似設(shè)計比較，該濾波器具備良好的諧波抑制特性，且具有良好的線性度和噪聲抑制能力。1 電路設(shè)計本文設(shè)計的差分6通道濾波器由基于相位差原理的單端轉(zhuǎn)雙端結(jié)構(gòu)、跨導(dǎo)放大器以及片外變壓器構(gòu)成，完整電路圖如圖1所示。圖中的單端轉(zhuǎn)雙端6通道濾波器主要基于時鐘相位差原理，時鐘相位差關(guān)系如圖2所示，在本振（LO）時間范圍內(nèi)輸入所需信號和不需要3次諧波通過濾波器不同路徑時所需的時間
南方農(nóng)機(jī) 2023年19期2023-09-14
- 基于單一PMOS 差分對的軌到軌輸入運(yùn)算放大器設(shè)計
點時會同時導(dǎo)通,跨導(dǎo)變化近似為單差分對的一倍,巨大的跨導(dǎo)變化導(dǎo)致運(yùn)算放大器頻率特性變差[7]。如何保證輸入級總跨導(dǎo)在整個共模輸入范圍內(nèi)保持穩(wěn)定是軌到軌運(yùn)放設(shè)計的一個重點[8]。為保持輸入級跨導(dǎo)恒定,常用的方法有電壓控制法、電流控制法、寬長比控制法、過渡區(qū)重疊法、非匹配模式法以及背柵驅(qū)動法[9]。謝海情等[10]采用三倍電流鏡結(jié)構(gòu)通過電流補(bǔ)償實現(xiàn)恒跨導(dǎo)軌到軌輸入級結(jié)構(gòu),跨導(dǎo)變化率為5.5%,該結(jié)構(gòu)低壓情況下易形成正反饋環(huán)路,產(chǎn)生大電流,破壞正常工作狀態(tài)。王丹
電子元件與材料 2023年6期2023-08-10
- 基于單差分對輸入級的新型軌到軌運(yùn)算放大器設(shè)計
時，輸入級的等效跨導(dǎo)是NMOS 與PMOS 的疊加，導(dǎo)致其往往不能很好地實現(xiàn)跨導(dǎo)恒定［3］。 跨導(dǎo)在不同工作電壓區(qū)域內(nèi)的不恒定將會提升電路頻率補(bǔ)償?shù)碾y度，同時單位增益帶寬也會隨電壓的不同而發(fā)生變化。 因此傳統(tǒng)的改進(jìn)方法往往要增加一個恒跨導(dǎo)電路設(shè)計［4］。 這無疑增加了設(shè)計難度和電路的復(fù)雜度。 如果采用單對互補(bǔ)MOS 管形成的差分對結(jié)構(gòu)，能夠很大程度避免跨導(dǎo)不穩(wěn)定的問題，但是為了達(dá)到軌到軌輸入，往往引入電荷泵，電荷泵也會增加設(shè)計復(fù)雜性以及工藝集成的難度［5］
智能計算機(jī)與應(yīng)用 2023年4期2023-05-18
- 高PSRR超低噪聲的LDO設(shè)計
；gm為MOS管跨導(dǎo)；Kp為與工藝有關(guān)的常量；COX為MOS管柵氧化層電容；WL為器件的面積；f為轉(zhuǎn)角頻率?，F(xiàn)對誤差放大器噪聲進(jìn)行分析。忽略共源共柵管Me5，Me6，Me9，Me10，Me11，Me12的噪聲，則Me3，Me4管的等效輸入噪聲為(6)(6)式中，gm3,4、WL3,4分別為Me3、Me4的跨導(dǎo)與面積。Me7，Me8管的等效輸入噪聲為(7)(7)式中，gm7,8、WL7,8分別為Me7、Me8的跨導(dǎo)與面積。Me13，Me14管的等效輸入噪聲為
重慶郵電大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)版) 2022年6期2022-12-28
- H 型柵PMOS 跨導(dǎo)雙峰效應(yīng)建模
柵MOS 結(jié)構(gòu)的跨導(dǎo)雙峰效應(yīng)模型的建立暫未涉及。本文首先使用0.15 μm SOI 工藝制備了3.3 V工作電壓下BTS 型和H 型柵兩種MOS 實驗器件。在仿真和實際測試兩方面分析了H 型柵PMOS結(jié)構(gòu)器件發(fā)生跨導(dǎo)雙峰效應(yīng)的機(jī)理。通過增加一條與主晶體管并聯(lián)的寄生晶體管導(dǎo)電溝道的方式修正了BSIMSOI 模型，極大程度地提高了跨導(dǎo)雙峰曲線的擬合精度。1 器件結(jié)構(gòu)和測試結(jié)果PDSOI MOS 結(jié)構(gòu)內(nèi)部的浮體效應(yīng)可以通過不同的體接觸方式來減輕其對器件性能的影響
電子科技大學(xué)學(xué)報 2022年6期2022-12-04
- 60Co γ 射線對增強(qiáng)型GaN HEMT 直流特性的影響
Vg曲線中提取的跨導(dǎo)曲線隨γ 射線輻照劑量的變化。跨導(dǎo)的計算如式（1）所示：圖3 GaN HEMT 器件的跨導(dǎo)曲線隨輻照劑量點的變化從圖3 可知，器件跨導(dǎo)峰值隨著輻照劑量的增加呈明顯的下降趨勢，當(dāng)輻照劑量達(dá)到1.0 Mrad（Si）時，跨導(dǎo)峰值下降了25.3%。器件跨導(dǎo)與載流子遷移率的變化緊密相關(guān)，表明輻照導(dǎo)致器件載流子遷移率下降。圖4為GaN HEMT 器件在1.0 Mrad(Si)γ 射線輻射前后的輸出特性曲線，測試偏置是柵壓Vg為1～4 V，步長為1
電子與封裝 2022年7期2022-08-01
- 3階FLFB低通濾波器的最小可接受功耗分析
相器為基礎(chǔ)的單級跨導(dǎo)放大器來替代傳統(tǒng)的多級運(yùn)放，并通過襯底反饋技術(shù)，降低了金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET）的閾值電壓，實現(xiàn)了一款0.4 V、65.6μW的3階復(fù)數(shù)帶通濾波器；文獻(xiàn)［8］基于超級源跟隨器來構(gòu)建積分單元，實現(xiàn)4階、33 MHz、1.38 mW的低通濾波器. 而拓?fù)浼壍膬?yōu)化重心則在濾波器的結(jié)構(gòu)上，對于有源RC的低通濾波器，在每一個運(yùn)放的
電子學(xué)報 2022年6期2022-07-02
- 一種用于低邊電流檢測的可編程增益放大器
高精度全差分可變跨導(dǎo)放大器和一個高增益運(yùn)放組成。1 電流模PGA原理分析與設(shè)計1.1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)設(shè)計圖1（a）是經(jīng)典的電壓模結(jié)構(gòu)可編程增益放大器原理圖[12]，待測電流經(jīng)過采樣電阻Rsense產(chǎn)生分壓，電壓信號經(jīng)過可編程增益放大器PGA 放大后送入模數(shù)轉(zhuǎn)換器（Analog to Digital Converter，ADC）處理。R1與R2組成閉環(huán)增益網(wǎng)絡(luò)，通過控制電阻R1與R2的比值即可實現(xiàn)可變增益。由于R1直接與采樣電阻相連，形成電流通道，因此會產(chǎn)生輕微漏
電子設(shè)計工程 2022年9期2022-05-10
- 基于Sentaurus的隧穿場效應(yīng)晶體管仿真研究
結(jié)構(gòu)、隧穿概率和跨導(dǎo)特性。仿真結(jié)果表明，新型器件的能帶彎曲更加明顯，更有利于隧穿的產(chǎn)生，新型器件的隧穿產(chǎn)生率是傳統(tǒng)器件的數(shù)倍，并且其跨導(dǎo)特性也要優(yōu)于傳統(tǒng)器件。論文總共分為3個部分：第一部分介紹器件的結(jié)構(gòu)、材料參數(shù)、摻雜濃度以及仿真所用到的模型等，第二部分是仿真結(jié)果的討論，第三部分給出結(jié)論。1 器件結(jié)構(gòu)與仿真參數(shù)圖1（a）為傳統(tǒng)Si/Ge異質(zhì)結(jié)雙柵隧穿場效應(yīng)晶體管（Si/Ge_DGTFET）器件結(jié)構(gòu)示意圖，圖1（b）為凹槽型pocket結(jié)構(gòu)Si/Ge異質(zhì)結(jié)雙
科技與創(chuàng)新 2022年7期2022-04-12
- 基于CMOS反相器的模擬電路研究
則能夠獲得較高的跨導(dǎo)，但是信號擺幅的降低使信噪比受到限制，跨導(dǎo)線性也將變差[3]。不同于傳統(tǒng)的模擬電路拓?fù)浞椒?，基于CMOS反相器的模擬電路設(shè)計能夠充分受益于CMOS技術(shù)節(jié)點微縮帶來的高速、低功耗等性能優(yōu)勢，從而受到研究者的廣泛關(guān)注[4-6]。近年來，便攜式設(shè)備的需求快速增長，因采用電池或者能量收集方式電源供電，故對相關(guān)電路的能效有著苛刻要求[7]。而基于CMOS反相器的模擬電路在適應(yīng)于低電源電壓的同時，能夠獲得較高的能效[8]。為此，本文基于CMOS反相
天津職業(yè)技術(shù)師范大學(xué)學(xué)報 2022年1期2022-03-30
- InAlN/GaN/BGaN HEMT 的高溫直流特性研究
(IDS) 以及跨導(dǎo)(Gm) 隨柵極電壓(VGS) 的變化關(guān)系?？紤]自熱效應(yīng)后,器件的峰值跨導(dǎo)與最大漏極電流分別降低約14.3%和15.7%,這主要是由于晶格加熱導(dǎo)致電子遷移率下降所引起[16]。在此基礎(chǔ)上,模擬分析了圖1 所示兩器件溫度由室溫(300 K) 上升至500 K 時的轉(zhuǎn)移特性與輸出特性,其中溫度間隔為50 K。圖1 (a) InAlN/GaN HEMT 與(b) InAlN/GaN/BGaN HEMT 器件結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Device
電子元件與材料 2021年10期2021-11-04
- 一種高線性度低失真跨導(dǎo)運(yùn)算放大器的設(shè)計*
流消耗,噪聲以及跨導(dǎo)在輸入電壓范圍內(nèi)的變化等。通常要求OTA 在寬輸入電壓范圍內(nèi)具有良好的線性度,同時具有低諧波失真和低噪聲。在差分OTA 中,偶數(shù)階諧波由于其差分特性而變得無關(guān)緊要。但差分輸出中奇數(shù)階諧波分量會降低OTA 的線性度性能[4-5]。為了提高OTA 的線性度,必須最小化差分對輸出的奇數(shù)次諧波分量,從而降低由這些諧波引起的失真。為此,許多研究人員進(jìn)行了各種嘗試,例如采用源極退化[6]、偽差分對[7]、交叉耦合差分對[8]和電流分配[9]等技術(shù)。
電子器件 2021年4期2021-10-26
- 一種尾電流可動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的設(shè)計
路整合在一起的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器架構(gòu)，振蕩器即是發(fā)射機(jī)[6-7]。后者的發(fā)射機(jī)不僅電路簡單、傳輸延時低，而且能夠提供300 V/ns以上的CMTI。因發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的參考地不同，當(dāng)電路出現(xiàn)快速的共模瞬態(tài)噪聲時，如果發(fā)射機(jī)的CMTI特性較差，就會出現(xiàn)信號或能量傳輸中斷的情況。發(fā)射機(jī)的信號或能量傳輸中斷會導(dǎo)致后級電路誤操作，甚至使芯片燒毀。為此有必要深入研究發(fā)射機(jī)的工作原理，并尋找相應(yīng)的解決方案，在保證一定的CMTI的前提下，降低發(fā)射機(jī)的功耗。2 負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的工作
電子與封裝 2021年9期2021-10-13
- 帶有傳輸零點的增益提高型N 通道帶通濾波器
結(jié)構(gòu)[9],引入跨導(dǎo)放大器來提供增益,米勒反饋網(wǎng)絡(luò)減小基帶電容面積,但帶外抑制并未改善。圖1 (a)無源N 通道濾波器;(b)有源N 通道濾波器Fig.1 (a) Passive N-path filter;(b) Active N-path filter為了改善有源濾波器的帶外抑制,本文在有源濾波器的通帶兩側(cè)各引入一個傳輸零點,設(shè)計了一款高增益高帶外抑制型N通道帶通濾波器,其結(jié)構(gòu)如圖2(a)所示,由電容耦合N通道網(wǎng)絡(luò)、電感耦合N通道網(wǎng)絡(luò)、帶有米勒反饋網(wǎng)絡(luò)
電子元件與材料 2021年9期2021-09-24
- 一個圓柱形雙柵場效應(yīng)晶體管的物理模型*
更好的漏源電流、跨導(dǎo)等特性.Bairagya等[12]利用Pao-Sah二重積分方法建立了CSDG MOSFET器件的電流解析模型, 得出CSDG MOSFET比傳統(tǒng)的單柵MOSFET器件的反型層電荷濃度更高, 具有更好的柵控性能和更大的輸出電流.Maduagwu等[13]研究了器件的硅體厚度、柵氧化層厚度和溝道長度等對CSDG MOSFET的閾值電壓和亞閾值擺幅的影響, 表明閾值電壓隨溝道長度的減小而減小, 亞閾值擺幅隨硅體厚度、柵氧化層厚度的減小而減小
物理學(xué)報 2021年15期2021-08-14
- 一種提高SiC MOSFET在高開關(guān)速率下柵極電壓穩(wěn)定性的驅(qū)動電路
，基于輔助器件的跨導(dǎo)增益構(gòu)建負(fù)反饋控制回路，提出一種SiC MOSFET 柵極驅(qū)動，進(jìn)而研究揭示該驅(qū)動的短路保護(hù)策略，最后通過實驗研究所提柵極驅(qū)動電路的可行性，及其在串?dāng)_抑制和短路保護(hù)中的有效性。1 基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的柵極驅(qū)動電路SiC MOSFET 開關(guān)動作造成的脈沖電壓干擾和脈沖電流干擾，通過米勒電容耦合到柵極，干擾柵源電壓，形成串?dāng)_。根據(jù)這一特點，構(gòu)造基于跨導(dǎo)增益的負(fù)反饋調(diào)節(jié)機(jī)制，如圖1 所示。采用普通SiC MOSFET 的驅(qū)動芯片，在被控SiC
電源學(xué)報 2021年4期2021-08-05
- 低功耗恒定跨導(dǎo)軌對軌運(yùn)算放大器設(shè)計技術(shù)研究*
同時工作，輸入級跨導(dǎo)為單個差分對工作時的2 倍，這種跨導(dǎo)的大幅度變化會給頻率補(bǔ)償帶來很大困難，這就使得保證輸入級跨導(dǎo)恒定尤為重要。傳統(tǒng)實現(xiàn)輸入級跨導(dǎo)恒定的方法有很多[7]，例如冗余差分對法、最小(大)電流法、電平移位法、電流鏡技術(shù)[8]等。 冗余差分對法占用的芯片面積較大，同時對跨導(dǎo)的控制不是很理想，實際中很少采用這種結(jié)構(gòu)；最小(大)電流法的功耗較大；電平移位法雖然結(jié)構(gòu)簡單，易于實現(xiàn)，但其增益無法保持恒定；電流鏡技術(shù)結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜[9-10]。本文提出一種適
電子器件 2021年1期2021-03-23
- 一種新型高線性高頻有源電感*
-5]，即通過正跨導(dǎo)器與負(fù)跨導(dǎo)器以負(fù)反饋的形式連接，并將負(fù)載電容等效轉(zhuǎn)換為電感。AI 的自諧振頻率與其等效并聯(lián)電容成反比，一旦并聯(lián)電容較大，它的自諧振頻率就會變小，工作帶寬就會變窄。另一方面，AI中MOS 晶體管跨導(dǎo)器的跨導(dǎo)會受到偏置電流與輸入信號Vin的影響。當(dāng)輸入信號Vin的幅值變化較大時，晶體管的跨導(dǎo)也發(fā)生大的變化，從而會引起電感值與Q值的較大變化，即線性度變差[6-7]。而在一些應(yīng)用場景下，如在VCO 中，若Q值線性度較差，則會惡化其相位噪聲。文獻(xiàn)
電子器件 2021年6期2021-03-11
- 用于甚低頻無線通信的一種低噪聲放大器設(shè)計
(D)到 ID的跨導(dǎo) gms(d)。柵極跨導(dǎo) gmg與 gms、gmd存在式(5)的關(guān)系。根據(jù)式(4)還可以推導(dǎo)出一個有用的參數(shù)，叫電流跨導(dǎo) 比(Current-to-Transconductance Ratio)[8]，如 式(6)所 示 ?？梢钥闯鲞@是一個與柵極電壓、寬長比、工藝和溫度無關(guān)的參數(shù)，其大小只與反型系數(shù)有關(guān)，而且當(dāng)反型系數(shù)遠(yuǎn)小于1時，該參數(shù)約等于1。2 電路理論2.1 恒定跨導(dǎo)偏置電路偏置電路在文獻(xiàn)[4，6，9]中都有詳細(xì)的介紹，其中文獻(xiàn)[
電子技術(shù)應(yīng)用 2021年1期2021-01-22
- 一種高電流效率套筒式共源共柵運(yùn)算放大器的設(shè)計
相同的帶寬和輸入跨導(dǎo)情況下，非對稱套筒式共源共柵結(jié)構(gòu)具有更高的電流利用效率，該結(jié)構(gòu)能夠減小放大器的尺寸和功耗，同時不影響放大器的增益和輸出擺幅?；赾adence spectre對電路進(jìn)行了仿真驗證，仿真結(jié)果表明，非對稱套筒式共源共柵結(jié)構(gòu)具有接近單端放大器的電流利用效率。關(guān)鍵詞：非對稱;套筒式共源共柵放大器;帶寬;跨導(dǎo)0引言放大器是最重要的集成電路之一，可以追溯到真空管時代。由于放大器具有很多有用的特性，所以已經(jīng)成為當(dāng)代高性能模擬電路和混合信號的主要選擇。
電子產(chǎn)品世界 2020年3期2020-11-10
- 一種低功耗高共模抑制比運(yùn)算放大器設(shè)計*
10090)運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(OTA)是模擬和混合電路中最重要的組成部分之一，例如跨導(dǎo)C濾波器(Gm-C濾波器)、可變增益放大器(VGAs)、壓控振蕩器(VCOs)和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器等[1-3]，這些器件可以產(chǎn)生與差分輸入電壓成比例的輸出電流.近年來，集成電路的設(shè)計已經(jīng)朝著低電源電壓和低功耗的方向發(fā)展，例如便攜式設(shè)備，其功率甚至由單個電池提供.因此，眾多OTA應(yīng)具備低電源電壓和低功耗的特點，同時具有適當(dāng)線性度和噪聲性能[4-5].傳統(tǒng)的OTA具有全差分(fully
沈陽工業(yè)大學(xué)學(xué)報 2020年5期2020-09-24
- 地震采集站中低噪聲跨導(dǎo)放大器集成芯片的研究與設(shè)計
集站的前端低噪聲跨導(dǎo)放大器的不同類型的噪聲分別采取不同的方法進(jìn)行降噪，全頻段的熱噪聲主要采用提升放大器的跨導(dǎo)進(jìn)行降噪，低頻部分的閃爍噪聲（1/f噪聲）主要采用斬波穩(wěn)定技術(shù)進(jìn)行降噪?！娟P(guān)鍵詞】地震采集站;低噪聲;跨導(dǎo)放大器;斬波穩(wěn)定技術(shù)中圖分類號： P631.4文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A文章編號： 2095-2457（2019）29-0019-002DOI：10.19694/j.cnki.issn2095-2457.2019.29.008Research and De
科技視界 2019年29期2019-11-13
- 基于Knowm憶阻器的新型憶感器模型的設(shè)計與分析*
二代電流傳輸器和跨導(dǎo)運(yùn)算放大器, 構(gòu)建了一種新型憶感器模型.通過調(diào)節(jié)輸入信號的頻率和幅值以及運(yùn)算跨導(dǎo)放大器的跨導(dǎo)增益, 可有效地在電路中實現(xiàn)憶感器憶感值的連續(xù)調(diào)節(jié).設(shè)計了新型憶感器的LTspice電路模型和硬件實驗電路, 以電路仿真結(jié)果和硬件電路實驗結(jié)果驗證了新型憶感器模型的有效性和設(shè)計方法的正確性.1 引 言在1971年, Chua教授[1]根據(jù)電路的完備性原理提出了區(qū)別于傳統(tǒng)雙端無源元件的第四種基本電路元件—憶阻器的概念.而在2008年,HP實驗室St
物理學(xué)報 2019年19期2019-10-22
- 一種新穎的低功耗低相位噪聲VCO設(shè)計
和Mn2的小信號跨導(dǎo)。由于在電路設(shè)計中兩個NMOS器件完全相同，故有：gm1=gm2=gm(3)rds1=rds2=rds(4)(5)由于兩個NMOS晶體管交叉耦合相接，因此，兩個NMOS晶體管的等效跨導(dǎo)gmNMOS為(6)由圖3(a)可見，兩個交叉耦合結(jié)構(gòu)并聯(lián)連接，與僅NMOS或PMOS VCO相比，其電路的總跨導(dǎo)加倍。CMOS VCO的有效跨導(dǎo)gmCMOS為(7)圖3 本文提出的VCO與傳統(tǒng)VCO的比較圖由圖3(b)可見，在努力使功耗最小化的同時，改善
壓電與聲光 2019年5期2019-10-22
- 一種高增益、低功耗的超寬帶低噪聲放大器
獻(xiàn)[4]提出使用跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)來增加電路的增益，從而改善電路的噪聲性能。文獻(xiàn)[5-7]采用了噪聲抵消技術(shù)，但是為了滿足系統(tǒng)低噪聲以及輸入阻抗匹配的要求，電路也要消耗大量的電流。本文將結(jié)合跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)、噪聲抵消技術(shù)及電流復(fù)用技術(shù)構(gòu)成一個高增益、低噪聲的超寬帶低噪聲放大器。通過跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)和噪聲抵消技術(shù)共同作用來減小共柵極CMOS管的噪聲，使用電流復(fù)用技術(shù)來降低電路的功耗以及改善電路的增益性能。為了使電路獲得平坦的增益，本文也利用了電感峰值技術(shù)。1 電路結(jié)構(gòu)本文
儀表技術(shù)與傳感器 2019年7期2019-08-14
- 射頻前端CMOS 有源混頻器的設(shè)計
頻混頻器,采用了跨導(dǎo)系數(shù)修正技術(shù)結(jié)構(gòu)、電流注入結(jié)構(gòu)來提高混頻器的增益、降低噪聲和改善線性度,并利用Cadence軟件對該混頻器進(jìn)行分析及仿真驗證。1 混頻器的設(shè)計混頻器是一種非線性電路,具有三個端口,一個射頻輸入信號端口、一個本振信號端口和一個中頻輸出信號端口,如圖1所示。一個理想的混頻器是將兩個輸入信號相乘,實現(xiàn)頻率的轉(zhuǎn)換[7]。圖1 混頻器原理示意圖Fig.1 Mixer principle diagram圖2是經(jīng)典的雙平衡吉爾伯特混頻器電路,包括跨導(dǎo)
電子元件與材料 2018年9期2018-09-26
- 用于多種生理信號處理的低跨導(dǎo)放大器設(shè)計*
即為放大器的等效跨導(dǎo)值。也就是說，要實現(xiàn)低截止頻率的濾波器，就要設(shè)計具有極低跨導(dǎo)值的放大器，并且為了適應(yīng)不同對象以及不同種類生理信號的監(jiān)測，還需要實現(xiàn)頻率可調(diào)、可控。故此，設(shè)計了一種基于分流結(jié)構(gòu)的跨導(dǎo)放大器。其等效跨導(dǎo)值可達(dá)10-12S量級，相應(yīng)的Gm-C濾波器的截止頻率可達(dá)0.01Hz。利用跨導(dǎo)控制邏輯，將不同MOS管接入電路的輸入端，可實現(xiàn)跨導(dǎo)范圍的選擇；通過調(diào)節(jié)偏置電流，可以精調(diào)等效跨導(dǎo)值，將其用于Gm-C濾波器中，相應(yīng)的就可以實現(xiàn)濾波器頻段選擇和截
微處理機(jī) 2018年4期2018-09-10
- 低電壓低功耗偽差分兩級運(yùn)算跨導(dǎo)放大器設(shè)計*
11]是兩級運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(OTA)較為簡單和流行的補(bǔ)償技術(shù)，嵌套式米勒補(bǔ)償將包含兩級以上放大器，其在兩個高阻抗節(jié)點之間放置一個補(bǔ)償電容(CC).由于從輸入級到輸出節(jié)點的前饋路徑將產(chǎn)生正(右手平面)零點，這會降低相位裕量并使OTA不穩(wěn)定.為了改善OTA的穩(wěn)定性，可以消除零點或?qū)⒘泓c置于較高頻率處.而為了將零點置于較高頻率處，第二級放大器則需要較大的偏置電流，這增加了放大器的總功耗.有兩種技術(shù)可使正零點無效，一種技術(shù)是將米勒電阻(RC)與CC串聯(lián)；另一種技術(shù)
沈陽工業(yè)大學(xué)學(xué)報 2018年4期2018-07-18
- 用CCCCTA設(shè)計跳頻濾波器*
出了采用電流差分跨導(dǎo)放大器（CDTA）設(shè)計的一種0類和1類FAF結(jié)構(gòu)；文獻(xiàn)[4]給出了由3個CDTA、2個電容和1個電阻組成的1類FAF電路；文獻(xiàn)[5]提出了以CDTA和電壓差分跨導(dǎo)放大器（VDTA）為有源器件構(gòu)成的0類、1類和2類FAF電路。這些濾波結(jié)構(gòu)的缺點是使用了電阻元件[3,5]，或者電流輸出端接有電容，不便于使用。電流控制電流傳輸跨導(dǎo)放大器（CCCCTA）實際上是電流控制電流傳輸器與跨導(dǎo)運(yùn)放組合的有源器件[7-8]。由于它的x端內(nèi)部有一受偏置電流
通信技術(shù) 2018年5期2018-05-25
- 一種自適應(yīng)補(bǔ)償?shù)膶捿斎隠DO設(shè)計
采用共源共柵運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(Operational Transconductance Amplifier, OTA)作為誤差放大器(Error Amplifier，EA)和超級源隨器(Super Source-follower)技術(shù)，設(shè)計了一種輸入范圍4.5～24V，系統(tǒng)穩(wěn)定輸出為4V的LDO.電源從4V變化到24V時，線性調(diào)整率為2.375mV/V，在1μA到20mA負(fù)載范圍下，負(fù)載調(diào)整率最差為0.05V/A.可以看出，設(shè)計的LDO綜合性能良好.1 LD
復(fù)旦學(xué)報（自然科學(xué)版） 2018年1期2018-05-15
- 高跨導(dǎo)氫終端多晶金剛石長溝道場效應(yīng)晶體管特性研究
之間的比例系數(shù)為跨導(dǎo)(gm),因此跨導(dǎo)是表征器件放大能力的重要指標(biāo).由器件的轉(zhuǎn)移特性可獲得跨導(dǎo)隨柵源電壓(VGS)的變化曲線,好的跨導(dǎo)特性意味著該曲線上具有寬闊的高跨導(dǎo)區(qū),這種特性非常有利于實現(xiàn)高的頻率特性和高線性的微波功率放大.例如文獻(xiàn)[8]報道,柵長0.1μm,fMAX=120 GHz的高性能多晶金剛石FET器件,跨導(dǎo)最大值為143 mS/mm,且跨導(dǎo)高于最大值的90%的柵壓范圍達(dá)到1.5 V.本文制作了高性能的長溝氫終端多晶金剛石FET,柵長4μm的
物理學(xué)報 2018年6期2018-03-26
- 一種適用于生物電信號處理的全集成五階Gm?C低通濾波器
入動態(tài)范圍較小和跨導(dǎo)值較大等不足，難以滿足生物醫(yī)學(xué)電信號處理濾波器所要求的超低截止頻率、低功耗與大輸入動態(tài)范圍等要求，采用將輸入晶體管鉗位到線性工作區(qū)的方法，設(shè)計了跨導(dǎo)線性可調(diào)的OTA以提高濾波器能夠處理的信號幅度。并應(yīng)用該OTA綜合了一種五階Gm?C超低頻低通濾波器。仿真結(jié)果表明，該濾波器在1.8 V電源，800 mVpp輸入條件下實現(xiàn)了283 Hz的超低低通角頻率，-6.4 dB的帶內(nèi)增益，51 dB的三次諧波失真，功耗僅為22 μW，適用于可穿戴式生
現(xiàn)代電子技術(shù) 2018年4期2018-03-07
- 一種改進(jìn)型電調(diào)諧電流差分跨導(dǎo)放大器的設(shè)計
型電調(diào)諧電流差分跨導(dǎo)放大器的設(shè)計李耀臻，王衛(wèi)東，張普杰，劉晨光(桂林電子科技大學(xué) 信息與通信學(xué)院，廣西 桂林 541004)設(shè)計了一種電流增益和跨導(dǎo)均可線性調(diào)節(jié)的電調(diào)諧電流差分跨導(dǎo)放大器(ECDTA)。電路改變了電流單位增益?zhèn)鬏數(shù)墓逃心Ｊ?，采用工作于弱反型區(qū)的MOS管跨導(dǎo)線性環(huán)，得到了可電調(diào)諧的電流增益；跨導(dǎo)放大級采用CMOS對管和浮地電源交叉耦合放大器，在傳輸特性的非線性誤差不大于1%時，電路的差動輸入電壓范圍可達(dá)±2.8 V。采用SMIC 60 nm
網(wǎng)絡(luò)安全與數(shù)據(jù)管理 2017年20期2017-11-02
- 應(yīng)用于ISM頻段的高線性混頻器的設(shè)計
同時混頻器采用共跨導(dǎo)級正交結(jié)構(gòu)，并利用動態(tài)電流注入技術(shù)減小噪聲和提高混頻器的增益。設(shè)計采用SMIC 0.18 μm CMOS工藝，1.8 V電壓供電，僅消耗電流4 mA。仿真結(jié)果顯示，混頻器增益為10.16 dB，1 dB壓縮點大約為0 dBm，噪聲系數(shù)為10.38 dB，電路性能參數(shù)滿足預(yù)期要求。共柵級跨導(dǎo)；正交混頻器；動態(tài)電流注入；線性度根據(jù)頻譜規(guī)劃，2 400～2 483.5 MHz為ISM頻段[1]。該頻段主要是開放給醫(yī)學(xué)、科學(xué)和工業(yè)3個主要機(jī)構(gòu)使
電子科技 2017年6期2017-06-26
- 基于多重反饋環(huán)路技術(shù)的0.8～5.2 GHz CMOS寬帶LNA設(shè)計
了輸入級MOS管跨導(dǎo)設(shè)計的靈活性，并可通過輸出負(fù)載阻抗反過來控制輸入阻抗匹配，使得提出的LNA在寬頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)功率增益、輸入阻抗與噪聲系數(shù)的同時優(yōu)化. 后版圖仿真結(jié)果顯示，在0.8～5.2 GHz頻段內(nèi)，該寬帶LNA的功率增益范圍為12.0～14.5 dB，輸入反射系數(shù)S11為-8.0～-17.6 dB，輸出反射系數(shù)S22為-10.0～-32.4 dB，反向傳輸系數(shù)S12小于-45.6 dB，噪聲系數(shù)NF為3.7～4.1 dB. 在3 GHz時的輸入三階
湖南大學(xué)學(xué)報（自然科學(xué)版） 2017年4期2017-05-12
- 基于電感源極退化技術(shù)的高線性混頻器設(shè)計*
的高線性度正反饋跨導(dǎo)放大器，并且將該跨導(dǎo)放大器應(yīng)用于折疊結(jié)構(gòu)式混頻器當(dāng)中。通過抵消反相器和輔助放大器之間的三階跨導(dǎo)分量，改善了其線性度。電路采用TSMC 0.13 μm CMOS工藝進(jìn)行設(shè)計與仿真，完成了版圖設(shè)計與流片。與傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)相比，該混頻器的輸入三階交調(diào)點IIP3高達(dá)8.6 dBm，噪聲系數(shù)為10.9 dB，增益高達(dá)14 dB，并且取得了更優(yōu)的歸一化FOM指標(biāo)。線性度；跨導(dǎo)放大器；混頻器；電感源極退化技術(shù)0 引言隨著工藝技術(shù)的發(fā)展，CMOS器件的尺寸以
電子技術(shù)應(yīng)用 2016年2期2016-11-30
- 應(yīng)用于低功耗模擬前端的可變增益放大器*
正反饋模式的運(yùn)算跨導(dǎo)放大器OTA（Operational Trans-Conductance Amplifier）獲得。這一實施適用于低功率消耗，不需要使用電阻。根據(jù)文獻(xiàn)［9，10］的設(shè)計了包含數(shù)個開關(guān)的電路結(jié)構(gòu)，如圖3（a）所示，改善了兩個主要問題：首先，在微分配置中對輸入信號進(jìn)行采樣，它在理想情況下可以消除輸入共模信號。第2個改善的問題是采樣和放大階段分開實行，使增益不依賴于輸入源阻抗。放大器的時間響應(yīng)表達(dá)如下公式：還有的是“微滿足”。有人說，他們單位
電子器件 2016年5期2016-11-21
- 一種多輸出壓控電流差分跨導(dǎo)放大器的設(shè)計
輸出壓控電流差分跨導(dǎo)放大器的設(shè)計劉晨光，王衛(wèi)東*，胡許光（桂林電子科技大學(xué)信息與通信學(xué)院，廣西桂林541004）提出了一種具有Z端復(fù)制輸出、跨導(dǎo)可由電壓調(diào)節(jié)的電流差分跨導(dǎo)放大器（MO-VCCDTA）。該電路采用低壓高性能電流鏡作為電流輸入級，降低了消耗的電壓余度、輸入阻抗與傳輸誤差；利用MOS管的線性組合，實現(xiàn)了可由電壓控制跨導(dǎo)的跨導(dǎo)放大級。采用SMIC 0.18 μm CMOS工藝進(jìn)行仿真，結(jié)果表明：在±0.9 V電源電壓下，電路的線性輸入范圍為-100
電子器件 2016年2期2016-10-13
- 一種新的電壓模式正弦波振蕩器設(shè)計
新的使用電壓差分跨導(dǎo)放大器（VDTA）構(gòu)建的電子控制電壓模式正弦波振蕩器（VMSO），電路可對振蕩頻率ω0和振蕩條件進(jìn)行獨(dú)立電子控制。通過PSPICE仿真，驗證電路的基本理論結(jié)果，由結(jié)果可知，振蕩器能夠輸出理想的正弦波波形.VDTA；電壓模式電路；振蕩器近年來，各種應(yīng)用電路都是以先進(jìn)模擬電路塊的構(gòu)建為核心的.正弦波振蕩器在通信工程、電子儀器儀表和控制系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用［1］.電壓差分跨導(dǎo)放大器（VDTA）在模擬信號處理電路和模擬波形生成應(yīng)用中，是一個常用
蘇州市職業(yè)大學(xué)學(xué)報 2016年3期2016-10-12
- 用于8位80 MS/s模數(shù)轉(zhuǎn)換器的增益數(shù)模單元電路
號導(dǎo)通開關(guān)、運(yùn)算跨導(dǎo)放大器（Operational Transconductance Amplifier，OTA）、比較器等關(guān)鍵部分的設(shè)計尤為重要.針對傳統(tǒng)傳輸門結(jié)構(gòu)，在不引入較復(fù)雜電路的情況下，筆者提出一種改進(jìn)的金屬氧化物半導(dǎo)體（Metal Oxide Semiconductor，MOS）開關(guān)以減少導(dǎo)通電阻非線性.對于高精度的模數(shù)轉(zhuǎn)換器，運(yùn)算跨導(dǎo)放大器需要提供高增益和大帶寬，筆者分析了一種非傳統(tǒng)米勒補(bǔ)償兩級運(yùn)放，對電路進(jìn)行Matlab建模優(yōu)化，并用gmI
西安電子科技大學(xué)學(xué)報 2016年1期2016-09-12
- 基于EOTA的高階高通濾波器研究
的偏置電流改變其跨導(dǎo)gmT，改變用EOTA搭建濾波器的中心頻率、通帶增益、Q值，減小其非線性誤差至0．37%，使濾波電路中元件的靈敏度降低。結(jié)果表明用EOTA代替普通OTA的濾波器有效地降低了高通濾波器的上升時間。EOTA；線性電可調(diào)；高階高通；上升時間OTA是跨導(dǎo)運(yùn)算放大器,其主要應(yīng)用于模擬電路中,實現(xiàn)信號處理、運(yùn)算,電流模與電壓模［1］電路中也經(jīng)常用到。OTA主要實現(xiàn)電壓電流信號轉(zhuǎn)換。普通OTA的跨導(dǎo)雖然可調(diào),但其傳輸轉(zhuǎn)換特性的線性持續(xù)范圍窄,跨導(dǎo)受溫
電子世界 2015年14期2015-11-07
- 一種基于CMOS工藝的大范圍可調(diào)寬帶低通濾波器
濾波器主要由提供跨導(dǎo)的運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(Operational Transimpedance Amplifier，OTA)和提供電容的各種集成電容組成.對于頻率可調(diào)范圍較大的應(yīng)用，調(diào)節(jié)截止頻率的方法主要有恒定電容(Constant-C)濾波器［5］、可調(diào)電容［4］和 Nauta 濾波器［6］3 種.恒定電容濾波器采用的運(yùn)算跨導(dǎo)放大器如圖1(a)所示.該運(yùn)算跨導(dǎo)放大器通過開關(guān)輸入管來改變跨導(dǎo)值，從而改變其截止頻率.運(yùn)算跨導(dǎo)放大器中加入了和輸入管尺寸相同的啞元管
復(fù)旦學(xué)報（自然科學(xué)版） 2014年3期2014-09-22
- 一種智能傳感器射頻前端的低功耗設(shè)計與實現(xiàn)
究了從提高晶體管跨導(dǎo)效率和提高電流利用效率兩個角度實現(xiàn)低功耗的方法,低噪聲放大器采用交叉耦合輸入的噪聲抵消結(jié)構(gòu),增強(qiáng)了輸入管的等效跨導(dǎo),因而在較低功耗代價下獲得了低噪聲系數(shù)并實現(xiàn)50 Ω阻抗匹配;下混頻器采用基于電流放大器的無源混頻結(jié)構(gòu),輸入跨導(dǎo)級通過電流復(fù)用提高了電流利用效率而輸出跨阻級引入跨導(dǎo)增強(qiáng)技術(shù)減少了中頻電流的泄漏,這使得在同等功耗水平下可以獲得更高的線性度,即節(jié)省了功耗。討論了電路設(shè)計過程并在TSMC 0.13 μm CMOS射頻工藝下進(jìn)行流片
傳感技術(shù)學(xué)報 2014年10期2014-09-07
- 一種46 M Hz Gm-C復(fù)數(shù)濾波器及其自動頻率調(diào)諧電路設(shè)計*
頻率和帶寬；運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(OTA）有限的輸出阻抗影響增益；寄生極點零點影響濾波器的穩(wěn)定性和平坦度；這些都限制了Gm-C復(fù)數(shù)濾波器在高頻場合的應(yīng)用.目前，Gm-C復(fù)數(shù)濾波器主要應(yīng)用在中頻為20 MHz以下的接收機(jī)系統(tǒng)中，對于中頻大于20 MHz的應(yīng)用罕有報道.本文針對系統(tǒng)對高中頻、寬帶、高平坦度、高鏡像抑制和帶外抑制以及低功耗的要求，提出了一種中頻為46 MHz的Gm-C復(fù)數(shù)濾波器，探討了高中頻、寬帶、高平坦度和低功耗復(fù)數(shù)濾波器的設(shè)計方法.1 復(fù)數(shù)濾波器結(jié)
湖南大學(xué)學(xué)報（自然科學(xué)版） 2014年8期2014-06-23
- 一種大電流寬頻帶跨導(dǎo)單元的設(shè)計
寬頻帶、大電流的跨導(dǎo)單元的設(shè)計上來，這種跨導(dǎo)單元就有更高的開環(huán)增益和輸出阻抗。1 設(shè)計理論在先前的設(shè)計中，輸出電流減小到最大5 A，另外加入了一些額外的電路，包含了輸出端的電流檢測電阻，接在此檢流電阻（分流器）上的精密差分放大器和在它之前起隔離作用、穩(wěn)定放大倍數(shù)的電壓跟隨器。加在檢流電阻RS上的電壓經(jīng)差分放大后，通過電阻R2反饋到輸入端，在運(yùn)算放大器的輸入端與輸入電壓進(jìn)行比較[1]，跨導(dǎo)放大器的原理簡圖如圖1所示。測得先前的設(shè)計中輸出阻抗在頻率50 Hz時
電子設(shè)計工程 2014年23期2014-01-17
- 基于襯底偏置的超低耗電流復(fù)用混頻器
混頻器見圖1，由跨導(dǎo)級(M1，M2)、開關(guān)級(M3～M6)和負(fù)載電阻堆疊于電源(Vdd)和地(GND)之間.跨導(dǎo)級將射頻輸入電壓信號轉(zhuǎn)化成電流，開關(guān)級通過交替打開、關(guān)閉MOS管實現(xiàn)頻率轉(zhuǎn)換.圖1 傳統(tǒng)的Gilbert混頻器在傳統(tǒng)的Gilbert混頻器中，所有的直流電流都流過跨導(dǎo)級、開關(guān)級和負(fù)載級.跨導(dǎo)級和開關(guān)級的晶體管分別需要一定的開啟電壓，而負(fù)載電阻也將消耗一定的直流壓降，因而往往需要較高的電源電壓.如果采用低電源電壓，這種結(jié)構(gòu)不能保證所有的管子都工作在
北京航空航天大學(xué)學(xué)報 2013年4期2013-11-05
- 紅外探測器的讀出電路設(shè)計
路的結(jié)構(gòu)采用電容跨導(dǎo)放大器結(jié)構(gòu)。與其他電路結(jié)構(gòu)相比, 該結(jié)構(gòu)能為探測器提供穩(wěn)定的偏置電壓、 具有高注入效率、 高輸出動態(tài)范圍、 低噪聲和低功耗。1 紅外焦平面陣列讀出電路設(shè)計方案紅外焦平面陣列的讀出電路如圖1所示, 它由電容跨導(dǎo)放大器、 相關(guān)雙采樣電路和源跟隨器組成[4-8]。當(dāng)電容跨導(dǎo)放大器在復(fù)位期間, 開關(guān)Srow, Stran斷開, 開關(guān)Sreset閉合； 當(dāng)電容跨導(dǎo)放大器在工作期間, 開關(guān)Srow, Stran閉合, 開關(guān)Sreset斷開。在此過程
吉林大學(xué)學(xué)報(信息科學(xué)版) 2013年2期2013-10-15
- 模擬跨導(dǎo)濾波器多目標(biāo)并行進(jìn)化的設(shè)計
7]。這種進(jìn)化型跨導(dǎo)濾波器不但濾波質(zhì)量高，而且能夠隨著外界環(huán)境的變化而實時地改變自身的技術(shù)參數(shù)指標(biāo)，具有很好的自適應(yīng)能力和一定的容錯能力，是一種很有發(fā)展前途的濾波器。本文提出一種模擬跨導(dǎo)濾波器的硬件進(jìn)化結(jié)構(gòu)和多目標(biāo)自適應(yīng)并行進(jìn)化的設(shè)計方法，該方法是利用改進(jìn)的多目標(biāo)并行遺傳算法（Improved Multiobjective Parallel Genetic Algorithm，IMPGA）實現(xiàn)跨導(dǎo)濾波器的參數(shù)優(yōu)化設(shè)計。通過對高Q值的四階帶通跨導(dǎo)濾波器的仿真
計算機(jī)工程與應(yīng)用 2013年18期2013-08-30
- 高增益低功耗恒跨導(dǎo)軌到軌CMOS運(yùn)放設(shè)計
擇電路實現(xiàn)輸入級跨導(dǎo)恒定，推挽結(jié)構(gòu)實現(xiàn)軌到軌輸出。1 輸入級電路分析由于NMOS、PMOS差分對的直流工作特性不同，使用互補(bǔ)差分輸入對會導(dǎo)致一些問題而限制電路的整體性能。當(dāng)共模電平僅使一對輸入管導(dǎo)通時，共模抑制比會下降，還會引起輸入級跨導(dǎo)的變化，且雙輸入對工作時的跨導(dǎo)是單輸入對工作時跨導(dǎo)的兩倍，這會影響電路的環(huán)路增益和頻率補(bǔ)償[2]。在很多文獻(xiàn)中都有闡述如何實現(xiàn)輸入級跨導(dǎo)的恒定，歸納起來比較常用的有3種方法：1）三倍電流鏡技術(shù)。其缺點在于過于依賴電流的平方
電子設(shè)計工程 2013年8期2013-08-20
- 采用新型電流舵結(jié)構(gòu)的增益可調(diào)UWB LNA
，通過選擇合適的跨導(dǎo)就可以實現(xiàn)寬帶輸入匹配。然而對50 Ω系統(tǒng)，要求輸入跨導(dǎo)達(dá)到20 mS，跨導(dǎo)公式為：對于固定的器件寬長比 (W/L)，大的gm意味著流過MOS管的電流ID很大，這將導(dǎo)致電路產(chǎn)生較大的功耗。由于輸入阻抗和跨導(dǎo)成反比，在低功耗或低電流情況下就必然會使輸入阻抗大于50 Ω。為了能實現(xiàn)寬帶輸入匹配的同時不消耗過大的功耗，在M1的柵極和源極之間連接一個共源晶體管M2作為局部反饋，帶局部反饋的共柵結(jié)構(gòu)及其小信號等效電路分別如圖2(a)和圖2(b)所
電子技術(shù)應(yīng)用 2013年8期2013-08-13
- 新型結(jié)構(gòu)的HEMT優(yōu)化設(shè)計
較好的線性度以及跨導(dǎo)等性能。1 器件結(jié)構(gòu)與分析本文通過自洽求解Poisson方程以及TCAD程序仿真得到主溝道內(nèi)電子濃度隨著勢壘層或者復(fù)合溝道層的增加而增加并在其達(dá)到一定厚度后趨于飽和，主溝道內(nèi)電子濃度隨勢壘層中Al含量的上升而上升，而AlN隔離層的加入在提高主溝道載流子的濃度的同時改善了柵端的泄漏特性，一方面AlN的加入在一定程度上降低了器件的跨導(dǎo)［5，6］，另一方面 InGaN的禁帶寬度僅為0.8eV左右，遠(yuǎn)小于GaN［7］，而由于InGaN為InN和
杭州電子科技大學(xué)學(xué)報(自然科學(xué)版) 2012年1期2012-09-04
- 應(yīng)用于包絡(luò)跟蹤的高線性跨導(dǎo)運(yùn)算放大器的設(shè)計*
分對來獲得恒定的跨導(dǎo)［9］，第2 類是通過控制輸入差分對管的直流偏置電流從而控制輸入級的總跨導(dǎo)恒定［10］。也還有一些采用齊納二極管的穩(wěn)壓原理保證跨導(dǎo)恒定，可化歸為第1 類。電平移位方法的輸入級比較復(fù)雜，回路多，穩(wěn)定性較難控制，而改變直流偏置相對容易實現(xiàn)，可以選擇均方根電路也可以選擇3倍電流鏡法來實現(xiàn)。本文根據(jù)改變直流偏置從而控制總跨導(dǎo)恒定的思路，基于Szczepanski S 于1997年提出的高線性交叉耦合4 管式OTA(以下簡稱4cellOTA，屬均
電子器件 2012年5期2012-08-09
- 電阻抗成像系統(tǒng)中電壓控制電流源的設(shè)計
的設(shè)計要求。1 跨導(dǎo)運(yùn)算放大器跨導(dǎo)運(yùn)算放大器（OTA）是一種內(nèi)部集成了電流鏡電路、外部提供相關(guān)引腳的芯片。OTA為軌對軌輸出，直流分量為0的交流電壓輸入產(chǎn)生一個同樣直流分量為0的交流電流。一般來說，OTA芯片類似于三極管電路，但是相比于三極管電路，OTA有很多優(yōu)勢。OTA比三極管電路線性度要好，同時采用OTA芯片能簡化電路設(shè)計，減少電路元件。其中一款性能出色的OTA芯片是TI提供的OPA861。OPA861提供80 MHz的帶寬，900 V/μs的轉(zhuǎn)換速率
電子設(shè)計工程 2012年1期2012-06-09
- 恒跨導(dǎo)高擺率軌對軌運(yùn)算放大器的設(shè)計★
首先要保證其輸入跨導(dǎo)恒定。目前，已有部分技術(shù)通過控制輸入差分對管的直流偏置電流來控制輸入級的總跨導(dǎo)恒定，其中包括均方根電路和三倍電流鏡法。另外一種技術(shù)是通過使用可調(diào)的電平移位和單級差分對來獲得恒定跨導(dǎo)，它們通常需要結(jié)構(gòu)相對較復(fù)雜的輸入級。此外，還有選用齊納二極管的穩(wěn)壓原理來實現(xiàn)。另一方面，Rail-to-Rail運(yùn)算放大器要求具有較大的電壓擺幅，采用AB類輸出可以提高擺幅，通常需要比較復(fù)雜的電路[1-2]，同時也降低了電路的電源抑制比(Power Supp
電子測試 2011年11期2011-09-12
- 基于襯底驅(qū)動技術(shù)的模擬電路設(shè)計*
MOS；電流鏡；跨導(dǎo)運(yùn)算放大器；電流差分跨導(dǎo)放大器隨著亞微米、深亞微米技術(shù)和系統(tǒng)芯片（SOC）技術(shù)的日益成熟，功耗已經(jīng)成為模擬電路設(shè)計中首要考慮的問題，低電壓低功耗集成電路設(shè)計漸漸成為主流。因為MOS晶體管的襯底或者與源極相連，或者連接到VDD或VSS，所以經(jīng)常被用作一個三端設(shè)備。由于未來CMOS技術(shù)的閾值電壓并不會遠(yuǎn)低于現(xiàn)有標(biāo)準(zhǔn)，于是采用襯底驅(qū)動技術(shù)進(jìn)行模擬電路設(shè)計就成為較好的解決方案[1]。襯底驅(qū)動技術(shù)的原理是：在柵極和源極之間加上足夠大的固定電壓,以
網(wǎng)絡(luò)安全與數(shù)據(jù)管理 2011年24期2011-01-22
- 基于SiGe HBT的射頻有源電感的設(shè)計*
，通常有源電感由跨導(dǎo)運(yùn)算放大器、電阻以及電容來實現(xiàn)[4]。但是由于運(yùn)放在高頻下不具備較高的增益，因此，不適宜在高頻下應(yīng)用。在射頻電路中，必須采用其他的有源器件來構(gòu)成有源電感[5-6]。雖然可使用GaAs工藝來實現(xiàn)有源電感[7]，但是由于其造價比較昂貴，不適合大規(guī)模的生產(chǎn)。SiGe技術(shù)具有與成熟的Si工藝兼容，芯片的成本具有較好的競爭力，已經(jīng)漸漸成為設(shè)計射頻單片集成電路的主流[8]。本文采用兩個晶體管構(gòu)成回轉(zhuǎn)器，利用晶體管內(nèi)部本征電容合成電感。設(shè)計了采用不同
電子器件 2010年4期2010-12-21
- 1.2 V高線性度低噪聲折疊混頻器設(shè)計*
bert混頻器由跨導(dǎo)級、開關(guān)級、負(fù)載級堆疊組成，其結(jié)構(gòu)自下而上分別為跨導(dǎo)級、開關(guān)級、負(fù)載級[1]。這種結(jié)構(gòu)中，所有的直流電流都流經(jīng)跨導(dǎo)級、開關(guān)級和負(fù)載級，跨導(dǎo)級與開關(guān)級電路都需要一個開啟電壓(Von)，負(fù)載級也會有一定的電壓降(VRL)，因此，電源電壓的最小值Vdd，min=2Von+VRL。如果采用低電源電壓，這種結(jié)構(gòu)不能保證所有的管子都工作在飽和區(qū)。也就是說， Gilbert混頻器不能滿足低電壓的要求，需要對其做出改進(jìn)，如：文獻(xiàn)[2-3]提出省去尾電流
電子器件 2010年2期2010-12-21
- 用于Sigma-Delta調(diào)制器的低電壓跨導(dǎo)運(yùn)算放大器
精度高等特點，以跨導(dǎo)運(yùn)算放大器OTA（Operational Trans-conductance Amplifier）為核心的調(diào)制器是Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路中的模擬電路部分，其結(jié)構(gòu)選擇和電路參數(shù)設(shè)計都極大影響著整個模數(shù)轉(zhuǎn)換器所達(dá)到的速度和精度[1]。這里提出了一種用于16位三階單環(huán)CIFB型Sigma-Delta調(diào)制器的全差分折疊式共源共柵跨導(dǎo)運(yùn)算放大器設(shè)計方案，其電路仿真結(jié)果顯示，該設(shè)計性能指標(biāo)達(dá)到該調(diào)制器所需要求。1 電路性能要求及結(jié)構(gòu)參
電子設(shè)計工程 2010年5期2010-01-29
- 數(shù)字激光告警系統(tǒng)探測接收前端設(shè)計
高增益、低噪聲的跨導(dǎo)放大方式實現(xiàn)了對最小來襲激光脈沖產(chǎn)生的10 nA,10 ns的微弱窄脈沖電流的放大，采用放大器飽和方式實現(xiàn)信號的整形，把來襲激光脈沖轉(zhuǎn)換、放大成數(shù)字系統(tǒng)能處理的數(shù)字脈沖，脈沖寬度代表作用能量大小。前端最小可檢測來襲激光信號能量達(dá)1 μW，動態(tài)范圍達(dá)100 dB。該寬帶低噪聲跨導(dǎo)放大電路很好地處理了電容對窄脈沖的影響，具有帶寬寬(500 MHz)，成本低的特點，為放大微弱的ns級及以下的窄脈沖電流信號提供一個很好的寬帶方案。該設(shè)計結(jié)構(gòu)簡單
現(xiàn)代電子技術(shù) 2009年4期2009-03-02