低功耗恒定跨導軌對軌運算放大器設(shè)計技術(shù)研究*

郭仲杰，何 帥，鄭曉依，陳 浩，李 青

(西安理工大學自動化與信息工程學院，陜西 西安710048)

隨著電子產(chǎn)品性能的迅速提升，電子芯片朝著低功耗方向不斷發(fā)展，在各種模擬前端芯片中，作為模擬緩沖輸出電路的高性能軌對軌運算放大器[1-4]越來越重要，可以說，緩沖輸出電路的性能和精度決定整個芯片的性能[5]。 而降低電源電壓是低功耗首要考慮的問題，運算放大器輸入信號幅值會隨著電源電壓的降低而減小，為了提高電源電壓利用率，通常需要輸入端和輸出端信號都要達到軌對軌[6]。軌對軌運算放大器一般采用PMOS 和NMOS 互補差分對作為輸入級，可使共模輸入范圍達到從負電源電壓到正電源電壓，但當輸入共模電壓在中間范圍時，兩個差分對會同時工作，輸入級跨導為單個差分對工作時的2 倍，這種跨導的大幅度變化會給頻率補償帶來很大困難，這就使得保證輸入級跨導恒定尤為重要。

傳統(tǒng)實現(xiàn)輸入級跨導恒定的方法有很多[7]，例如冗余差分對法、最小(大)電流法、電平移位法、電流鏡技術(shù)[8]等。 冗余差分對法占用的芯片面積較大，同時對跨導的控制不是很理想，實際中很少采用這種結(jié)構(gòu)；最小(大)電流法的功耗較大；電平移位法雖然結(jié)構(gòu)簡單，易于實現(xiàn)，但其增益無法保持恒定；電流鏡技術(shù)結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜[9-10]。

本文提出一種適用于多電池組高精度監(jiān)測芯片中的模擬緩沖輸出電路——軌對軌運放的輸入級恒跨導控制電路結(jié)構(gòu)，通過模擬驗證，在實現(xiàn)輸入級跨導恒定的基礎(chǔ)上，降低了功耗，簡化了電路結(jié)構(gòu)。

1 電路結(jié)構(gòu)設(shè)計

1.1 基于共模電壓監(jiān)測技術(shù)的恒定跨導輸入級設(shè)計

輸入級電路如圖1 所示，M1、M2構(gòu)成的NMOS 輸入差分對和M3、M4構(gòu)成的PMOS 輸入差分對并聯(lián)組成傳統(tǒng)互補差分對輸入級結(jié)構(gòu)，In、Ip分別是NMOS輸入差分對和PMOS 輸入差分對的尾電流。 傳統(tǒng)輸入級結(jié)構(gòu)雖可以使共模輸入電壓范圍達到VSS～VDD(注:在多電池高精度監(jiān)測系統(tǒng)實際應(yīng)用中共模輸入電壓范圍為0.75 V～2.25 V)，但無法保證輸入級的跨導恒定。 為了解決軌對軌運放輸入級跨導的變化問題，提出一種結(jié)構(gòu)簡單且實用的恒定跨導控制電路，該結(jié)構(gòu)由M5、M6構(gòu)成的PMOS 差分對和其尾電流管M9構(gòu)成，尾電流為Ic，M5和M6的柵極分別接Vcmin+和Vcmin-，即通過對共模輸入電壓的實時監(jiān)測，由Ic動態(tài)調(diào)節(jié)In的大小以控制NMOS 輸入差分對在PMOS 輸入差分對進入線性區(qū)之前的共模輸入范圍內(nèi)處于截止狀態(tài)，從而保證輸入級跨導恒定。

圖1 本文提出的恒定跨導輸入級電路

圖1 中，Vb1為M7、M9提供偏置，Vb2為M8提供偏置，以保證Ip、Ic、I 三者大小相等，同時In、Ic和I三者關(guān)系由式(1)給出。

圖2 單個輸入差分對管跨導示意圖

輸入級跨導恒定原理示意圖如圖2 所示，橫軸為共模輸入電壓，縱軸為輸入級跨導。 V1和V2分別是NMOS、PMOS 在線性區(qū)與飽和區(qū)所需的共模輸入的臨界值，V1和V2的值由MOS 管的工藝決定，在本次采用的0.18 μm CMOS 工藝下其值大小分別為0.95 V 和2.05 V；gmn和gmp為NMOS 和PMOS 輸入差分對單獨導通時的跨導，Gm為輸入級總跨導。圖2 中A、B、C 三條曲線分別是NMOS 輸入對管、PMOS 輸入對管和補償后NMOS 輸入對管的gm隨Vcmin變化示意圖，圖3 中D、E 兩條曲線分別是補償前和補償后Gm隨Vcmin變化示意圖。 假設(shè)式gmn和gmn滿足式(3)關(guān)系:

圖3 補償前后輸入級總跨導隨共模共模輸入變化示意圖

當共模輸入從0.75 V 逐漸增大到V1的過程中，由圖2 中可看出，PMOS 輸入差分對完全導通，其跨導gmp大小等于gm，NMOS 輸入差分對由線性區(qū)逐漸變?yōu)橥耆珜?，其跨導gmn從小于gm的一個值逐漸增大到gm；由圖3 可看出，當共模輸入在0.75 V～V1范圍內(nèi)，補償前輸入級跨導Gm介于gm和2gm之間，采用提出的跨導控制結(jié)構(gòu)M5、M6后，PMOS 控制結(jié)構(gòu)M5、M6在0.75 V ～V1內(nèi)完全導通，通過調(diào)整M5、M6的寬長比使其尾電流Ic在共模輸入為V1時的大小等于I，由于I 為固定偏置，由式(1)可知當Ic等于I 時，In會被迫降為零，由式(2)知In等于零時，NMOS 輸入差分對的跨導gmn為零，這樣，由式(4)關(guān)系知Gm等于gm。

當共模輸入從V1逐漸增大到V2的過程中:PMOS 輸入差分對和NMOS 輸入差分對均完全導通，補償前輸入級跨導Gm等于2gm。 采用提出的跨導控制結(jié)構(gòu)M5、M6后，由前面分析知，通過調(diào)整M5、M6的寬長比使其尾電流Ic等于I，則迫使In為零，NMOS 輸入差分對跨導gmn等于零，輸入級總跨導Gm等于gm。

當共模輸入從V2逐漸增大到2.25 V 的過程中，由圖2 中可看出，NMOS 輸入差分對完全導通，其跨導gmn等于gm，PMOS 輸入差分對由完全導通逐漸變?yōu)椴煌耆珜?，其跨導gmp由gm逐漸減小到不等于零一個值；由圖3 可看出，當共模輸入在V2～2.25 V 范圍內(nèi)，補償前輸入級跨導Gm也介于gm和2gm之間。 加入本文提出的跨導控制結(jié)構(gòu)M5、M6后，當M5、M6在共模輸入小于V2時處于飽和區(qū)，其尾電流Ic等于I，此時In等于零，即gmn為零；M5、M6在共模輸入大于V2時會逐漸進入線性區(qū)，Ic會逐漸減小，導致In由零逐漸增大，即gmn由零逐漸增大，與此同時，M3、M4也會由飽和區(qū)進入線性區(qū)，導致gmp由gm逐漸減小，只需通過調(diào)整M5、M6的寬長比保證在共模輸入為2.25 V 時，滿足gmn、gmp之和等于gm即輸入級總跨導Gm保持為gm。

經(jīng)上面分析可知，加入本文提出的恒定跨導控制結(jié)構(gòu)可使輸入級跨導在共模輸入應(yīng)用范圍0.75 V～2.25 V 內(nèi)保持恒定。

1.2 整體電路設(shè)計

本文提出的恒定跨導軌對軌運算放大器的整體電路如圖4 所示，在輸入級，共模輸入信號經(jīng)M1～M4、M17～M24構(gòu)成的折疊共源共柵放大器進行幅值的放大，本文提出的恒定跨導控制結(jié)構(gòu)由M5、M6和M9構(gòu)成，也是本文的關(guān)鍵，通過動態(tài)補償NMOS 輸入差分對的尾電流In使輸入級跨導在整個共模輸入范圍內(nèi)保持恒定，降低了頻率補償?shù)碾y度；在輸出級[11]，由前級放大的共模輸入信號經(jīng)M15、M16構(gòu)成的CLASS AB 類輸出級，將前級輸出電壓VOUT1、VOUT2信號進行功率的放大[12-14]；這樣保證了經(jīng)軌對軌運放輸出的共模信號具有高擺幅和大驅(qū)動能力的特點。 此外，軌對軌運放為二級結(jié)構(gòu)，所以需要進行密勒補償，使整個系統(tǒng)擁有足夠的相位裕度來保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，其中，R1、R2和C1、C2分別為調(diào)零電阻和密勒補償電容。

電路主要通過設(shè)置合適的靜態(tài)工作點和采用提出的跨導恒定結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)低功耗。 一方面通過設(shè)計MOS 管的靜態(tài)工作點，使運算放大器中MOS 管的偏置電流為700 nA，保證整體電路的低功耗；另一方面采用本設(shè)計提出的跨導恒定結(jié)構(gòu)，僅使用一倍的偏置電流也就是700 nA 就可對輸入級跨導進行控制，進而為低功耗設(shè)計提供保證。

圖4 本文提出的恒定跨導軌對軌運算放大器整體電路

2 驗證結(jié)果與分析

2.1 對輸入級跨導一致性的驗證

為了研究電路輸入級跨導的一致性，基于0.18 μm、CMOS 工藝對輸入級進行了Spectre 實際的全面驗證和分析。 仿真結(jié)果如圖5 所示，在電源電壓3.3 V 的條件下，共模輸入電壓從0.75 V～2.25 V 進行掃描，輸入級跨導變化率為2.1%。 可見，采用提出的跨導恒定結(jié)構(gòu)可以實現(xiàn)在整個共模輸入范圍內(nèi)輸入級跨導的穩(wěn)定。

2.2 整體電路綜合性能驗證與分析

本文研究的高精度模擬緩沖運算放大器波特圖驗證曲線如圖6 所示，在負載電容CL＝1 nF，負載電阻RL＝100 Ω 的條件下，增益為148 dB，相位裕度為61°。 運放的共模輸入輸出動態(tài)范圍仿真結(jié)果由圖7 所示，可以看出共模輸入輸出動態(tài)范圍均滿足軌對軌即0～3.3 V。

圖5 輸入級跨導隨共模輸入電壓比變化的穩(wěn)定性驗證曲線

圖6 運算放大器的波特圖

圖7 運算放大器輸入輸出動態(tài)范圍驗證曲線

本文與同類型文獻對比如表1 所示，本文相對其他文獻不僅可以實現(xiàn)寬共模輸入范圍，為多節(jié)電池管理系統(tǒng)的高精度寬范圍讀出提供了保障，而且在僅使用3 個MOS 管構(gòu)成的控制電路就實現(xiàn)了較好的輸入級跨導恒定，簡化了電路；此外整個運放的功耗為39.6 μW，相比其他文獻降低了一個數(shù)量級；同時，進行密勒補償后使電路擁有高增益和良好的相位裕度，為高精度高速電池電壓檢測系統(tǒng)提供了良好的保障[15]。

表1 結(jié)果對比

2.3 在高精度電池管理系統(tǒng)實際應(yīng)用中的性能驗證

圖8 是多電池組監(jiān)測芯片應(yīng)用實際中軌對軌運放精度測試示意圖，旨在對軌對軌的輸入輸出精度一致性進行可靠性驗證，在瞬態(tài)條件下，對多節(jié)電池組中的第四節(jié)電池進行選通并測試，結(jié)果如圖9，可得知，芯片輸入電壓和輸出電壓的誤差主要源自前級的電壓采集電路，誤差Δ1為0.25 mV 左右；本文設(shè)計的緩沖輸出電路軌對軌運放的輸入到輸出的誤差Δ2為0.04 mV 左右，一致性比較高；運算放大器良好的輸入輸出一致性為后續(xù)版圖設(shè)計和流片可能帶來的誤差留夠充足的裕量，為多電池監(jiān)測芯片中模擬緩沖輸出電路的實際應(yīng)用提供了可靠性保障。

圖8 多電池組監(jiān)測芯片中軌對軌運放精度測試示意圖

圖9 軌對軌運放精度一致性測試結(jié)果

3 結(jié)論

本文基于0.18 μm、CMOS 工藝設(shè)計了一款應(yīng)用于電動汽車電池電壓監(jiān)測芯片的模擬緩沖輸出低壓恒跨導軌對軌功率放大器，采用簡單實用且可行的共模電壓監(jiān)測技術(shù)，在不增加額外功耗的情況下實現(xiàn)了輸入級的恒跨導。 通過仿真驗證，該運算放大器在負載電容為1 nF、負載電阻為100 Ω 的條件下，運放的開環(huán)增益達到了148 dB，相位裕度為61°，在整個電源電壓的共模范圍內(nèi)，跨導變化率僅變化2.1%。 電路結(jié)構(gòu)簡單、功耗低且可以保持輸入級跨導基本恒定是該模擬緩沖輸出電路的突出特點，可廣泛應(yīng)用于未來更多節(jié)電池監(jiān)測與保護系統(tǒng)。