一種尾電流可動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的設(shè)計

黎 明，方 健，馬紅躍，卜 寧，張 波

（電子科技大學(xué)電子薄膜與集成器件國家重點實驗室，成都 610054）

1 引言

片上變壓器由于隔離電壓高、寄生電容小、可集成等特性，被廣泛應(yīng)用于數(shù)字隔離器、太陽能逆變器、DC-DC變換器等，用來傳輸信號或能量[1]。

基于片上變壓器的數(shù)字隔離器具有隔離電壓高、共模瞬態(tài)抗干擾度（Common-Mode Transient Immunity,CMTI）高、傳輸速度快等優(yōu)勢，受到了國內(nèi)越來越多的關(guān)注。國內(nèi)關(guān)于數(shù)字隔離器的研究主要專注于片上變壓器的結(jié)構(gòu)、數(shù)字隔離器的封裝技術(shù)[2]和數(shù)字隔離器CMTI測試系統(tǒng)[3]等方向。國外則更關(guān)注于變壓器式隔離器的超高隔離電壓、超高CMTI以及收發(fā)射機(jī)架構(gòu)等。片上變壓器發(fā)射機(jī)的構(gòu)架大致可以分為兩類：一類是振蕩器與調(diào)制電路分離的架構(gòu)[4-5]；另一類是振蕩器和調(diào)制電路整合在一起的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器架構(gòu)，振蕩器即是發(fā)射機(jī)[6-7]。后者的發(fā)射機(jī)不僅電路簡單、傳輸延時低，而且能夠提供300 V/ns以上的CMTI。

因發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的參考地不同，當(dāng)電路出現(xiàn)快速的共模瞬態(tài)噪聲時，如果發(fā)射機(jī)的CMTI特性較差，就會出現(xiàn)信號或能量傳輸中斷的情況。發(fā)射機(jī)的信號或能量傳輸中斷會導(dǎo)致后級電路誤操作，甚至使芯片燒毀。為此有必要深入研究發(fā)射機(jī)的工作原理，并尋找相應(yīng)的解決方案，在保證一定的CMTI的前提下，降低發(fā)射機(jī)的功耗。

2 負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的工作原理

2.1 負(fù)跨導(dǎo)振蕩器起振原理

尾電流靠近電源軌的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器如圖1（a）所示，振蕩器的簡化等效模型如圖1（b）所示，其LC振蕩腔的電感為片上變壓器的初級線圈，電容C用于調(diào)節(jié)振蕩器頻率。振蕩器主要由LC振蕩腔和交叉耦合對管組成，Rp為初級線圈的等效并聯(lián)電阻，反映了振蕩器的振蕩損失，-gm為交叉耦合對管的有效負(fù)跨導(dǎo)，用以補償振蕩損失[8]。根據(jù)巴克豪森準(zhǔn)則，為了使得負(fù)跨導(dǎo)振蕩器起振，需要滿足：

圖1 尾電流靠近電源軌的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器

其中α為大于1的常數(shù)。因此，可以通過增大尾電流和交叉耦合對管的W/L以增大gm，使得負(fù)跨導(dǎo)振蕩器更容易起振。

2.2 CMT噪聲對負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的影響機(jī)制

圖2所示為片上變壓器位移電流，由于發(fā)射機(jī)TX和接收機(jī)RX的參考地不同，當(dāng)出現(xiàn)快速的共模瞬態(tài)噪聲時，會有位移電流I通過片上變壓器初、次級之間的寄生電容Cp注入或者流出節(jié)點X、Y。根據(jù)振蕩器的工作狀態(tài)，振蕩器的振幅可表示為[9]：

圖2 片上變壓器位移電流

其中Vlimit為接近電源軌的電壓。

在電流限制區(qū)域，振蕩器振幅隨流入交叉耦合管的尾電流增大而增大，直到進(jìn)入電壓限制區(qū)域后，振蕩器振幅接近電源電壓。當(dāng)發(fā)生負(fù)CMT事件時，位移電流I=Cpdv/dt會從節(jié)點X、Y流出，節(jié)點X、Y電位下降。若位移電流I較小，不足以使得節(jié)點X、Y電位小于0時，會導(dǎo)致流入N對管的電流減小、跨導(dǎo)減小。因此，工作在電流限制區(qū)域的振蕩器振幅將會減小，在電壓限制區(qū)域的振蕩器振幅影響較小。若位移電流I遠(yuǎn)大于尾電流，節(jié)點X、Y電位會快速下降，使得N對管反向?qū)ǎ?jié)點X、Y電位將被鉗位在一個負(fù)的二極管壓降。振蕩器無法維持振蕩，信號或者能量傳輸中斷。

當(dāng)發(fā)生正CMT事件時，位移電流I=Cpdv/dt會注入到節(jié)點X、Y，使得節(jié)點X、Y電位升高。若位移電流足夠大，會導(dǎo)致P對管截止，甚至反向?qū)?。若位移電流I不足以使得P對管反向?qū)?，位移電流從N對管流出，使得流入N對管的電流增大、跨導(dǎo)增大。因此，工作在電流限制區(qū)域的振蕩器振幅將會增大，有利于維持振蕩，對工作在電壓限制區(qū)域的振蕩器振幅影響較小。

綜上所述，發(fā)生正CMT事件對該負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的影響遠(yuǎn)小于負(fù)CMT事件，該負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的CMTI下限取決于負(fù)CMTI。為了保證信號或能量安全可靠的傳輸，可以增大尾電流Itail和P對管的W/L，以提高該負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的CMTI下限。

3 尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器設(shè)計

負(fù)CMT噪聲通過寄生電容Cp時，會產(chǎn)生位移電流I，從而影響負(fù)跨導(dǎo)振蕩器。若流出節(jié)點X、Y的位移電流I遠(yuǎn)大于尾電流，根據(jù)基爾霍夫第一定律，N對管必須反向?qū)ㄒ匝a充流出節(jié)點X、Y的電流。N對管不再提供負(fù)跨導(dǎo)，振蕩器工作狀態(tài)將發(fā)生變化，無法維持振蕩。根據(jù)對負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的特性分析：1）增大尾電流Itail可以減緩甚至消除位移電流導(dǎo)致的節(jié)點X、Y電位下降，但是增大尾電流Itail會增大發(fā)射機(jī)功耗；2）增大交叉耦合對管的W/L，可以增大跨導(dǎo)gm，有利于振蕩器振蕩，但只有在位移電流較小的情況下，才可以減緩振蕩器振幅下降。

為此，本文提出了一種尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器，只有發(fā)生快速的負(fù)CMT事件時，才會打開尾電流源MPP的開關(guān)，抑制CMT噪聲的影響。振蕩器正常工作只需要很小的尾電流，因此在提升振蕩器CMTI的同時，也降低了振蕩器的功耗。

圖3為本文所提出的尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器，該電路主要由負(fù)跨導(dǎo)振蕩器核心電路、電壓耦合電容、尾電流控制模塊組成。當(dāng)Vin為低時，負(fù)跨導(dǎo)振蕩器開始正常工作、尾電流源MP開啟，片上變壓器初級線圈的輸入信號VX、VY為差分信號。若設(shè)置電壓耦合電容C1=C2，則從節(jié)點X經(jīng)過C1流入節(jié)點Vs的電流和從節(jié)點Y經(jīng)過C2流入節(jié)點Vs的電流大小相等、方向相反，即流入節(jié)點Vs的凈電流為0 A。Vth的典型值可以設(shè)置為300 mV，以保證振蕩器正常工作時，尾電流控制模塊輸出電壓VF為高，尾電流源MPP關(guān)閉，降低電路的功耗。當(dāng)發(fā)生快速的負(fù)CMT事件時，節(jié)點X、Y電位同時快速下降，會有耦合電流I1從節(jié)點Vs經(jīng)C1、C2流入節(jié)點X、Y，導(dǎo)致節(jié)點Vs電位下降。當(dāng)Vs+Vth＜Vb2時，尾電流控制模塊輸出電壓VF為低，尾電流源MPP開啟。電流源MPP的W/L為MP的n倍，n的取值由片上變壓器初級、次級之間的寄生電容Cp和振蕩器所需的CMTI能力決定。

圖3 尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器

該負(fù)跨導(dǎo)振蕩器架構(gòu)的發(fā)射機(jī)采用開關(guān)鍵控（On-Off Keying，OOK）調(diào)制方式，只有當(dāng)外部輸入信號為高電平時才會開啟。尾電流控制模塊的功耗很小，可忽略，則振蕩器一個周期內(nèi)的功耗可表示為：

其中Ton為振蕩器一個周期內(nèi)的開啟時間，Tonn為一個周期內(nèi)尾電流源MPP的開啟時間，近似等于功率管的開通、關(guān)斷時間，一般只有幾到幾十納秒。當(dāng)功率管的工作頻率較低，且Ipp<10Ip時，Ton遠(yuǎn)大于Tonn，式（4）中的第二項可以忽略，振蕩器一個周期內(nèi)的功耗可近似表示為：

電流源MPP只在發(fā)生快速的負(fù)CMT事件時才會開啟，大大降低了振蕩器的功耗。

4 仿真結(jié)果與分析

設(shè)置尾電流Itail=4 mA，振蕩器工作在電流限制區(qū)域，并改變P對管的W/L以驗證跨導(dǎo)gm對振蕩器的影響。振蕩器振幅與負(fù)CMT噪聲的關(guān)系曲線如圖4所示，隨著負(fù)CMT噪聲變快，片上變壓器初級線圈的電流幅值近似線性降低。負(fù)CMT噪聲為50 V/ns時，振蕩器振幅約為0，振蕩器停止振蕩。由于位移電流的影響，實際流入N對管的尾電流為Itail-Cpdv/dt。由式（2）可知，工作在電流限制區(qū)域的振蕩器振幅與尾電流成正比，所以初級線圈的電流幅值會隨著負(fù)CMT噪聲變快而線性降低。仿真結(jié)果也表明，在發(fā)生負(fù)CMT事件時，P對管的W/L越大，初級線圈電流幅值也越大。

圖4 P對管不同W/L時振蕩器振幅與負(fù)CMT噪聲的關(guān)系曲線

圖5為尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器仿真結(jié)果，振蕩器正常工作時的尾電流為Itail=4 mA。維持振蕩所需的尾電流與負(fù)CMT噪聲近似成正相關(guān)，增大P對管的W/L有助于振蕩，可略微降低維持振蕩所需的尾電流。這是因為發(fā)生負(fù)CMT事件時，由于位移電流的影響，實際流入N對管的尾電流為Itail-Cpdv/dt。若位移電流Cpdv/dt大于尾電流Itail，則實際流入N對管的尾電流為負(fù)數(shù)，即N對管反向?qū)?。此時，N對管不再提供負(fù)跨導(dǎo)，振蕩器工作狀態(tài)將發(fā)生變化，無法維持振蕩。

圖5 P對管不同W/L時維持振蕩所需的尾電流與負(fù)CMT噪聲的關(guān)系曲線

為此，需要增大尾電流以補充從振蕩器流出的位移電流。又因為位移電流正比于CMT噪聲，所以維持振蕩所需的尾電流與負(fù)CMT噪聲近似成相關(guān)。增大P對管的W/L可以增大負(fù)跨導(dǎo)gm，有利于振蕩，但是還需要提供足夠大的尾電流。從仿真結(jié)果可得，當(dāng)負(fù)CMT噪聲為300 V/ns時，為了維持振蕩所需的尾電流約為30 mA。對于工作頻率為1 kHz的功率管來說，一個周期內(nèi)振蕩器的開啟時間約為0.5 ms，遠(yuǎn)大于CMT事件的持續(xù)時間。根據(jù)式（5），尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的一個周期功耗為：W=4TonVDD；而基本的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器在振蕩器的開啟時間0.5 ms內(nèi)都需要30 mA的尾電流，所以一個周期功耗為：W=30TonVDD。尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器功耗約為原來的1/7。根據(jù)仿真結(jié)果也能得出，當(dāng)CMTI為200 V/ns時，功耗約為原來的1/5，大大降低了電路的功耗。

圖6（a）為基本的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器仿真結(jié)果，圖6（b）為尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的仿真結(jié)果。兩種振蕩器正常工作時的尾電流均設(shè)置為4 mA，10 ns時發(fā)生100 V/ns的負(fù)CMT事件并持續(xù)10 ns。

圖6 變壓器輸入端電壓及電流

由于位移電流過大，基本的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的變壓器輸入端電位被逐漸鉗位在-800 mV左右（約一個負(fù)的二極管壓降），振蕩器異常，停止振蕩；尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器在檢測到快速的負(fù)CMT事件時，快速開啟尾電流源MPP的開關(guān)，以增加6 mA的尾電流。從仿真結(jié)果可以看出，當(dāng)出現(xiàn)快速的負(fù)CMT事件時，變壓器輸入端VE電壓快速下降至-800 mV左右，尾電流源MPP的開關(guān)開啟后，變壓器輸入端VE電壓恢復(fù)振蕩，振蕩器恢復(fù)工作。

5 結(jié)論

本文通過分析基本的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器的工作原理，發(fā)現(xiàn)了該負(fù)跨導(dǎo)振蕩器負(fù)CMTI較低的原因及影響因素，并提出了一種尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器。仿真結(jié)果表明采用了尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器，可以免疫1000 V/ns的CMT噪聲。當(dāng)發(fā)生快速的負(fù)CMT事件時，才會增大振蕩器的尾電流，所以該振蕩器大大降低了電路的功耗。仿真結(jié)果表明，當(dāng)尾電流可以動態(tài)調(diào)節(jié)的負(fù)跨導(dǎo)振蕩器CMTI為200 V/ns時，功耗約為原來的1/5；CMTI為300 V/ns時，功耗約為原來的1/7。