射頻前端CMOS 有源混頻器的設(shè)計

(廣西師范大學(xué)電子工程學(xué)院,廣西桂林 541004)

近幾年來無線通信技術(shù)高速發(fā)展,無線通信技術(shù)在手機、個人電腦等領(lǐng)域的應(yīng)用正在大量增長,給人們的生活帶來巨大的改變,使得人們對通信設(shè)備需求不斷增加,并且對通信設(shè)備的性能要求越來越高,無線通信的快速增長導(dǎo)致了低功耗射頻集成電路的設(shè)計[1]。射頻接收機是無線通信的重要模塊,它的性能指標影響著整個無線通信系統(tǒng),所以射頻接收機前端芯片的設(shè)計必須向著低功耗、低成本、高性能、高集成度方向發(fā)展。其中混頻器是射頻收發(fā)機中重要的部分,同時也是射頻前端信號最強的部分,所以混頻器的性能指標影響著整個射頻前端的性能指標,因此提高混頻器的性能具有重要的意義。射頻接收機上存在的微弱信號首先由低噪聲放大器放大,然后傳送到混頻器。同時混頻器也是接收機前端電路的主要耗能部分,線性度提高后,其功耗又會增加。因此,本文在混頻器的設(shè)計中,對轉(zhuǎn)換增益、噪聲、線性度、功耗、隔離度等性能指標進行了綜合考慮,對混頻器的性能參數(shù)進行了折中選取。當(dāng)前應(yīng)用最多的CMOS混頻器都是在吉爾伯特的電路基礎(chǔ)上進行的改進,這種電路結(jié)構(gòu)簡單,可以有效抑制饋通,并且增加射頻、中頻和本振之間的隔離度[2-6]。

本文采用CMOS射頻集成電路基于吉爾伯特經(jīng)典電路結(jié)構(gòu)設(shè)計了一種下變頻混頻器,采用了跨導(dǎo)系數(shù)修正技術(shù)結(jié)構(gòu)、電流注入結(jié)構(gòu)來提高混頻器的增益、降低噪聲和改善線性度,并利用Cadence軟件對該混頻器進行分析及仿真驗證。

1 混頻器的設(shè)計

混頻器是一種非線性電路,具有三個端口,一個射頻輸入信號端口、一個本振信號端口和一個中頻輸出信號端口,如圖1所示。一個理想的混頻器是將兩個輸入信號相乘,實現(xiàn)頻率的轉(zhuǎn)換[7]。

圖1 混頻器原理示意圖Fig.1 Mixer principle diagram

圖2是經(jīng)典的雙平衡吉爾伯特混頻器電路,包括跨導(dǎo)級、開關(guān)級和負載級。其中,跨導(dǎo)級電路包括NMOS管M1、NMOS管M2,用于接入射頻電壓信號,將射頻電壓信號轉(zhuǎn)化為射頻電流信號;開關(guān)級電路包括NMOS管M3、NMOS管M4、NMOS管M5、NMOS管M6,用于接入本振信號和射頻電流信號,根據(jù)本振信號控制其設(shè)置的多個開關(guān)管輪流導(dǎo)通,利用多個開關(guān)管輪流導(dǎo)通對射頻電流信號進行切換調(diào)制,生成中頻電流信號傳輸至負載級電路;負載級電路包括電阻R1和R2,用于將中頻電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號進行輸出[8]。雙平衡吉爾伯特混頻器電路可以提供一定的轉(zhuǎn)換增益,略低的噪聲和適當(dāng)?shù)木€性度[9]。

本文設(shè)計的混頻器是基于經(jīng)典的吉爾伯特混頻器電路結(jié)構(gòu)進行的優(yōu)化,其電路原理圖如圖3所示。

圖2 雙平衡吉爾伯特混頻器Fig.2 Double balanced Gilbert mixer

圖3 射頻前端混頻器電路圖Fig.3 RF front-end mixer circuit

1.1 負載級設(shè)計

負載級采用RC電路,RC并聯(lián)電路可以改善電路的轉(zhuǎn)換增益,還能起到濾波的作用,降低噪聲信號干擾,提高本振信號到中頻輸出端的隔離度。等效的負載級阻抗RL可以表示為:

1.2 開關(guān)級設(shè)計

開關(guān)級電路用于接入本振信號和射頻電流信號,給本振信號LO施加適當(dāng)?shù)男盘?可以使得NMOS晶體管M8、M9、M10、M11兩兩輪流交替導(dǎo)通,工作在開關(guān)狀態(tài),并利用多個開關(guān)管輪流導(dǎo)通對射頻電流信號進行切換調(diào)制,生成中頻電流信號傳輸至負載級電路。其中閃爍噪聲是開關(guān)管的主要噪聲,可以適當(dāng)將開關(guān)管的柵寬提高,用來減小閃爍噪聲。

1.3 電流注入技術(shù)

為了提高混頻器的線性度,可以增大跨導(dǎo)級的電流,但同時負載電阻的電壓降會增大,減小輸出擺幅,反而使得線性度減小,并且開關(guān)級電流增大時,還會增大電路的噪聲。因此,本文采用了電流注入技術(shù),如圖4所示,使用 PMOS管 M7和PMOS管M8作為分流源,用v0來控制柵極電壓,可以減小開關(guān)級的電流增大電流注入電路的電流,減小開關(guān)級的閃爍噪聲,提高混頻器的線性度,達到一個比較好的性能參數(shù)。通過設(shè)置合理的電感L1值,可以使電感與寄生電容諧振,增大混頻器的增益。

圖4 電流注入結(jié)構(gòu)混頻器Fig.4 Current injection structure mixer

1.4 跨導(dǎo)級設(shè)計

混頻器的跨導(dǎo)級可以采用偽差分、全差分或者跨導(dǎo)系數(shù)修正技術(shù)結(jié)構(gòu)來構(gòu)成,如圖5所示。其中偽差分跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)如圖5(a)所示。偽差分跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)可以改善三階交調(diào)點,但會產(chǎn)生共模二階失真。全差分跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)如圖5(b)所示,在跨導(dǎo)級的源級增加尾電流產(chǎn)生高阻抗,但會抑制二階非線性電流,并且負載和開關(guān)晶體管中存在不匹配,導(dǎo)致信號路徑中的偶數(shù)階互調(diào),增加三階交調(diào)電流IM3,而且跨導(dǎo)級的性能三階輸入截點IIP3減小。為了改善三階輸入截點(IIP3),消除三階失真,將消除機制設(shè)置在混頻器的跨導(dǎo)級,使用跨導(dǎo)系數(shù)修正技術(shù)結(jié)構(gòu),如圖5(c)所示。盡管交互項仍然存在第三互調(diào)電流IM3,但在實踐中,通過增加額外的電路到跨導(dǎo)級,可以產(chǎn)生非線性項,并且可以通過改變其幅度和相位來提高電路的線性度。

圖5 跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)Fig.5 Transconductance structure

如圖5(c)所示的跨導(dǎo)系數(shù)修正技術(shù)結(jié)構(gòu),其中NMOS晶體管M5和M6為非線性晶體管,將輸入電壓信號轉(zhuǎn)換成非線性電流信號。由于晶體管M5和M6的漏極相連,所以電流的差分項被去除,電流通過電阻R1和R2輸出,被晶體管M3放大輸出電流。晶體管M1的小信號模型以泰勒級數(shù)展開表示的漏極電流為[10]:

式中:Vgs=Vg-Vs;Vg是柵極電壓;Vs是源級電壓;分別表示晶體管M1的第一階、第二階和第三階跨導(dǎo)系數(shù),其公式如下式所示[11]:

從上式中可以發(fā)現(xiàn),改變MOS管漏極電流,則可以改變跨導(dǎo)系數(shù)。

晶體管M3的柵極電壓VG可以表示為:

式中:D2是VG的第二階跨導(dǎo)系數(shù)。

通過在M5和M6的漏極寫入KCL,使用晶體管的關(guān)系式和環(huán)路方程的頻域表示,VG的二階跨導(dǎo)系數(shù)表示為:

式中:通過改變C1、R1和R2的值,可以改變D2的相位和幅度。

晶體管M1的漏極電流(I1+)可被定義為:

式中:H1(w)、H2(w1,w2)和H3(w1,w2,w3)分別是I1+的第一階、第二階和第三階跨導(dǎo)系數(shù),也被稱為第一階、第二階和第三階跨導(dǎo)核。

上式中,H1(w)、H2(w1,w2)和H3(w1,w2,w3)可以表示為:

上式表明,跨導(dǎo)級H1(w)的一階跨導(dǎo)等于晶體管特性M1的主跨導(dǎo),消除H3(w1,w2,w3)時可以提高線性度。

三階交調(diào)點的公式為:

根據(jù)上式推導(dǎo)可以發(fā)現(xiàn),通過調(diào)節(jié)C1、R1和R2改變D2的相位和幅度,則晶體管M3的柵極電壓發(fā)生改變,此時漏極電流隨之改變,則可以修正跨導(dǎo)系數(shù)。根據(jù)公式(11),當(dāng)跨導(dǎo)系數(shù)變化時,則可以用來改善輸入三階交調(diào)點IIP3,即通過引入一個與跨導(dǎo)級的三階交互電流相同但相位相反的交互項來改善CMOS有源混頻器的IIP3值,改變其幅度和相位值取決于所添加的電路中電阻器的調(diào)諧。由于在所提出的混頻器的RF端口處的晶體管數(shù)量的增加,混頻器的噪聲略有增加。在射頻接收機中,前一級混頻器的轉(zhuǎn)換增益越高,對后一級電路的噪聲性能要求可以降低?；祛l器的增益表達式為[12]:

跨導(dǎo)級通過MOS管M1、MOS管M2的漏極連接電感,可以降低開關(guān)電路源級寄生電容帶來的間接機制閃爍噪聲,還抑制了射頻信號經(jīng)過寄生電容耦合到地通路,提高混頻器的轉(zhuǎn)換增益。電容C2提供了較好的輸入匹配特性,還提高了電路的線性度。

2 混頻器的仿真結(jié)果

本電路所設(shè)計的版圖如圖6所示。為了提高電路的性能,采用了合理的對稱結(jié)構(gòu)布局,可以減小器件的失配。其中射頻(RF)頻率為2.4 GHz,本振(LO)頻率為2.39 GHz,中頻(IF)為10 MHz,電源電壓為1.2 V?；赥SMC 180 nm RF CMOS工藝情況下,利用Cadence spectre-RF軟件對該混頻器電路進行仿真,轉(zhuǎn)換增益為28.4 dB,噪聲系數(shù)為8 dB,線性度(輸入三階交調(diào)點IIP3)為10 dBm,功耗為6.86 mW。

圖6 版圖Fig.6 The layout

圖7為轉(zhuǎn)換增益隨本振功率變化仿真圖,圖中繪制了三個工藝角的仿真曲線。從圖中可以看出,當(dāng)工藝角為tt(典型NFET和典型PFET),溫度為27℃時,增益為28.7 dB;當(dāng)工藝角為ss(慢NFET和慢PFET),溫度為-40℃時,增益為19.17 dB;當(dāng)工藝角為ff(快NFET和快PFET),溫度為80℃時,增益為31.4 dB,增益基本在可接受的范圍內(nèi)。圖8為轉(zhuǎn)換增益隨輸出頻率變化仿真圖,從圖中可以看出輸出為10 MHz時,增益為28.4 dB,變化波動不大。圖9為噪聲系數(shù)仿真圖,從圖中可以看出輸出為10 MHz時,噪聲系數(shù)為8 dB。圖10為線性度仿真圖,輸入三階交調(diào)點(IIP3)為10 dBm。

為了更清晰地表明本文的混頻器的性能優(yōu)勢,表1中列出了本文混頻器與近年來已經(jīng)發(fā)表的同類型混頻器的參數(shù)比較結(jié)果。

圖7 轉(zhuǎn)換增益隨本振功率變化曲線Fig.7 Conversion gain with local oscillator power curve

圖8 轉(zhuǎn)換增益隨輸出頻率變化曲線Fig.8 Conversion gain with the output frequency curve

圖9 噪聲系數(shù)仿真曲線Fig.9 Noise figure simulation curve

圖10 線性度仿真曲線Fig.10 Linearity simulation curve

表1 本文設(shè)計的混頻器與已發(fā)表的類似的混頻器參數(shù)比較Tab.1 The mixer designed in this paper is compared with the published similar mixer parameters

3 結(jié)論

本文對吉爾伯特電路混頻器電路進行了改進,采用跨導(dǎo)系數(shù)修正技術(shù)結(jié)構(gòu)、電流注入結(jié)構(gòu)提高混頻器的增益、噪聲和線性度,并利用 Cadence spectre-RF軟件對該混頻器進行分析及仿真驗證。仿真結(jié)果表明,在TSMC 180 nm RF CMOS工藝情況下,當(dāng)電源電壓為1.2 V,電路頻率為2.4 GHz時,轉(zhuǎn)換增益為28.4 dB,噪聲系數(shù)為8 dB,線性度(輸入三階交調(diào)點IIP3)為10 dBm,功耗為6.86 mW,滿足設(shè)計要求。與其他文獻相比,本文的性能指標均得到較好地提高,為以后設(shè)計高效率的混頻器提供了幫助。