一種提高SiC MOSFET在高開關(guān)速率下柵極電壓穩(wěn)定性的驅(qū)動(dòng)電路

邵天驄，鄭瓊林，李志君，黃 波，劉建強(qiáng)

（1.北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，北京 100044；2.泰科天潤半導(dǎo)體科技（北京）有限公司，北京 100192）

近年來，以碳化硅SiC（silicon carbide）為代表的寬禁帶半導(dǎo)體技術(shù)快速發(fā)展和商業(yè)化，為電力電子領(lǐng)域帶來了技術(shù)革新的契機(jī)[1-2]。一般而言，寬禁帶材料的能隙、擊穿電場、導(dǎo)熱系數(shù)、電子遷移率和熔點(diǎn)都顯著高于傳統(tǒng)硅（Si）材料[3-5]。采用碳化硅器件將提升開關(guān)速率，縮短開關(guān)過程中電壓和電流的交疊時(shí)間，減小開關(guān)損耗，提升裝置效率；在此基礎(chǔ)上，通過進(jìn)一步提高開關(guān)頻率，可減小無源器件尺寸，降低變換器系統(tǒng)成本，提升裝置的功率密度和性價(jià)比[6-7]。碳化硅器件在體積和重量要求較高的電氣化軌道交通，特別是高速鐵路和城市軌道交通的電力牽引驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的應(yīng)用中有著顯著優(yōu)勢[8]。然而，碳化硅器件的開通、關(guān)斷過程中，米勒電容被迫充、放電產(chǎn)生位移電流干擾柵極電壓[9]，高速率開關(guān)的碳化硅器件引起的柵極寄生振蕩現(xiàn)象更為顯著[10]。若無法提供足夠穩(wěn)定的柵極電壓，將導(dǎo)致系統(tǒng)降頻工作，限制變換器系統(tǒng)的進(jìn)一步高頻化和小型化[11]。因此，開關(guān)速率高且柵極電壓穩(wěn)定性強(qiáng)的柵極驅(qū)動(dòng)，是高頻高功率密度碳化硅應(yīng)用中的關(guān)鍵技術(shù)。

國內(nèi)外學(xué)者對高開關(guān)速率條件下，碳化硅器件的可靠穩(wěn)定柵極驅(qū)動(dòng)技術(shù)展開了深入研究。文獻(xiàn)[12]針對采用固定電阻的傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)，研究了SiC MOSFET 開關(guān)速率的關(guān)鍵限制因素，研究結(jié)果為消除串?dāng)_并改進(jìn)柵極驅(qū)動(dòng)提供了重要依據(jù)；文獻(xiàn)[13]進(jìn)一步分析傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)下，SiC MOSFET 的開關(guān)動(dòng)態(tài)過程，通過實(shí)驗(yàn)對比提出了參數(shù)優(yōu)化思路；文獻(xiàn)[14-16]研究了商業(yè)化程度較高的有源米勒鉗位技術(shù)AMC（active Miller clamp），其工作原理是在檢測到柵極電應(yīng)力高于鉗位閾值后，主動(dòng)使能在柵源極之間的輔助晶體管，將柵極直接鉗位于負(fù)向偏置電壓，然而，研究表明，有源米勒鉗位技術(shù)在dv/dt 低于20 V/ns時(shí)，可以顯著改善柵極寄生振蕩，但是在dv/dt 較高的情況下，對于柵極寄生振蕩，尤其是對柵極電壓負(fù)向尖峰的緩解作用有限[16]；為進(jìn)一步增強(qiáng)高開關(guān)速率條件下，SiC MOSFET 的柵極電壓穩(wěn)定性，文獻(xiàn)[17]提出了兩種米勒電容耦合振蕩抑制方法：柵極阻抗調(diào)節(jié)技術(shù)GIR（gate impedance regulation）和柵極電壓控制技術(shù)GVC（gate voltage control），根據(jù)驅(qū)動(dòng)信號規(guī)律預(yù)測柵極變化趨勢，通過邏輯信號發(fā)生器控制柵極驅(qū)動(dòng)中的輔助開關(guān)管，在開關(guān)瞬態(tài)過程中降低柵極阻抗從而鉗位柵極電壓，或在開關(guān)瞬態(tài)之前對柵源電容進(jìn)行預(yù)充電從而反向抵消柵極的變化，dv/dt 可達(dá)24.9 V/ns；在后續(xù)研究中，文獻(xiàn)[18]提出了智能柵極驅(qū)動(dòng)器IGD（intelligent gate drive），在不同的開關(guān)瞬態(tài)下，根據(jù)驅(qū)動(dòng)信號規(guī)律預(yù)測柵極振蕩趨勢，通過改變柵極電壓和阻抗抑制串?dāng)_，降低柵極電應(yīng)力，研究表明，在dv/dt=40 V/ns 時(shí)，IGD技術(shù)對串?dāng)_有明顯抑制作用，然而，SiC MOSFET 的運(yùn)行工況變化時(shí)，特別是在短路故障工況下，其開關(guān)動(dòng)態(tài)也相應(yīng)改變，根據(jù)固定規(guī)律預(yù)測柵極變化趨勢易出現(xiàn)過補(bǔ)償或欠補(bǔ)償，影響前饋控制精度。因此，如何在高開關(guān)速率下穩(wěn)定驅(qū)動(dòng)SiC MOSFET，并實(shí)現(xiàn)可靠的短路保護(hù)，仍是值得探索的問題。

為此，本文根據(jù)柵源電壓干擾的傳導(dǎo)特點(diǎn)，基于輔助器件的跨導(dǎo)增益構(gòu)建負(fù)反饋控制回路，提出一種SiC MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)，進(jìn)而研究揭示該驅(qū)動(dòng)的短路保護(hù)策略，最后通過實(shí)驗(yàn)研究所提柵極驅(qū)動(dòng)電路的可行性，及其在串?dāng)_抑制和短路保護(hù)中的有效性。

1 基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的柵極驅(qū)動(dòng)電路

SiC MOSFET 開關(guān)動(dòng)作造成的脈沖電壓干擾和脈沖電流干擾，通過米勒電容耦合到柵極，干擾柵源電壓，形成串?dāng)_。根據(jù)這一特點(diǎn)，構(gòu)造基于跨導(dǎo)增益的負(fù)反饋調(diào)節(jié)機(jī)制，如圖1 所示。采用普通SiC MOSFET 的驅(qū)動(dòng)芯片，在被控SiC 功率MOSFET QN柵極附近增加1 個(gè)輔助MOSFET QP。為了實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋，輔助MOSFET QP的溝道特性應(yīng)當(dāng)與被控SiC MOSFET QN互補(bǔ)。一般情況下，功率MOSFET QN為N 溝道，因此，輔助MOSFET QP應(yīng)當(dāng)為P 溝道。

圖1 基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的柵極驅(qū)動(dòng)電路Fig.1 Gate drive circuit based on transconductance gain negative feedback

除輔助MOSFET 之外，普通SiC MOSFET 驅(qū)動(dòng)芯片輸出信號，經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電阻R 和輔助電容C 構(gòu)成的無源網(wǎng)絡(luò)后，得到作為柵源極的參考信號。驅(qū)動(dòng)電阻R 和輔助電容C 用于調(diào)節(jié)被控SiC MOSFET 的開關(guān)速度。在功能上，輔助電容C 可縮小驅(qū)動(dòng)芯片、輔助MOSFET 和被控SiC MOSFET 柵源極三者構(gòu)成的回路面積，實(shí)現(xiàn)驅(qū)動(dòng)回路的高頻解耦；驅(qū)動(dòng)電阻R 可限制驅(qū)動(dòng)芯片對輔助電容C 的充、放電電流大小，起限流和保護(hù)的作用。需要指出的是，基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的柵極驅(qū)動(dòng)電路不依賴額外的電路，僅采用普通SiC MOSFET 的驅(qū)動(dòng)芯片和驅(qū)動(dòng)電阻R，外加輔助MOSFET 和輔助電容C 即可實(shí)現(xiàn)。

以圖1 所示電路為例，閉環(huán)負(fù)反饋控制器柵極電壓的跨導(dǎo)增益負(fù)反饋機(jī)理如圖2 所示。記被控SiC MOSFET 的柵極電壓為vGS，驅(qū)動(dòng)電壓為。驅(qū)動(dòng)電壓作為柵源極的參考信號，輸入柵極負(fù)反饋控制回路。參考信號與被控SiC MOSFET 的柵源電壓vGS之差，通過輔助MOSFET 的跨導(dǎo)增益gm，控制被控SiC MOSFET 輸入電容Ciss和柵極內(nèi)電阻Rg共同構(gòu)成的被控對象。外界脈沖電壓和脈沖電流的干擾n（s），通過米勒電容產(chǎn)生位移電流，對被控SiC MOSFET 的Ciss充、放電，對柵源電壓形成干擾。因此，圖2 中柵源電壓干擾的傳導(dǎo)特點(diǎn)可以歸納為：SiC MOSFET 開關(guān)動(dòng)作造成的脈沖電壓干擾和脈沖電流干擾，通過米勒電容耦合到柵極，干擾柵源電壓，形成串?dāng)_。

圖2 基于跨導(dǎo)增益的負(fù)反饋機(jī)理Fig.2 Negative feedback mechanism based on transconductance gain

根據(jù)柵源電壓干擾的傳導(dǎo)特點(diǎn)，構(gòu)造基于跨導(dǎo)增益的負(fù)反饋調(diào)節(jié)機(jī)制。圖2 中，在引入負(fù)反饋控制后，若vGS增大（或減?。?，則其與參考值之差增大，經(jīng)過驅(qū)動(dòng)管跨導(dǎo)增益的調(diào)節(jié)，對輸入電容Ciss放電（或充電），vGS恢復(fù)穩(wěn)定。柵極負(fù)反饋控制的目標(biāo)是讓被控SiC MOSFET 的柵源電壓vGS跟蹤驅(qū)動(dòng)信號的變化，并屏蔽脈沖電壓和脈沖電流的干擾n（s）。

圖3 展示了用于橋臂結(jié)構(gòu)的基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的驅(qū)動(dòng)電路。圖中，R1和R2分別為上管和下管的驅(qū)動(dòng)電阻，C1和C2分別為上管和下管的輔助電容，QP1和QP2分別為上管和下管的輔助MOSFET。橋臂上管QH作為主動(dòng)管，在脈沖控制信號S1的控制下開通、關(guān)斷；橋臂下管QL作為被動(dòng)管，其控制信號S2一直處于低電平，QL溝道關(guān)斷，僅用其寄生體二極管續(xù)流。

圖3 基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的柵極驅(qū)動(dòng)電路在橋臂結(jié)構(gòu)中的應(yīng)用Fig.3 Application of gate drive circuit based on transconductance gain negative feedback in phase-leg configuration

SiC MOSFET 的米勒電容CgdH和CgdL隨著漏源電壓的增大而降低。為了方便揭示基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的柵極驅(qū)動(dòng)電路的工作原理，本文引入分段線性化的近似曲線，擬合實(shí)際曲線。當(dāng)漏源電壓大于柵源電壓時(shí)，CgdH和CgdL的值為Cgd1；當(dāng)漏源電壓小于柵源電壓時(shí)，CgdH和CgdL的值為Cgd2。橋臂中點(diǎn)輸出電流，在1 個(gè)開關(guān)周期中，近似恒定，因此以恒流源表示為IL，記橋臂上的直流電壓為VDC。圖4（a）和（b）分別展示了圖3 所示電路中QH開通和關(guān)斷的動(dòng)態(tài)過程的理論波形。分別以S1從低電平變?yōu)楦唠娖降臅r(shí)刻和S1從高電平變?yōu)榈碗娖降臅r(shí)刻為初始時(shí)刻，2 個(gè)動(dòng)態(tài)過程分別有以下4 個(gè)主要模態(tài)。

圖4 基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的柵極驅(qū)動(dòng)電路工作原理波形Fig.4 Theoretical waveforms of gate drive circuit based on transconductance gain negative feedback

開通模態(tài)1：開通延遲階段td（on）。0 時(shí)刻，S1從低電平變?yōu)楦唠娖?，?qū)動(dòng)芯片通過R1為C1充電，驅(qū)動(dòng)電壓增大，逐漸開始從VEE1上升。由于圖2所示負(fù)反饋機(jī)制，QH的柵源電壓vGS1跟隨變化，也逐漸增大。該模態(tài)中，由于vGS1尚小于閾值電壓VGS,th，QH的溝道處于關(guān)斷狀態(tài)，=0。vDS1處于VDC不變，當(dāng)vGS1上升到達(dá)VGS,th時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

開通模態(tài)2：電流上升階段tri。vGS1從閾值電壓VGS,th開始，升高到VGS,IL，表示可以維持溝道電流為IL的vGS1。vDS1處于VDC不變。QH的電流從0 開始上升至IL。該過程中，由于被動(dòng)管電流的降低，QL的柵源電壓vGS2產(chǎn)生微小上升，但不足以觸發(fā)QP2導(dǎo)通。在忽略QL寄生體二極管反向恢復(fù)的條件下，該模態(tài)在電流上升至IL的時(shí)刻結(jié)束。

開通模態(tài)3：電壓下降階段tfv1。普通驅(qū)動(dòng)電路情況下，將進(jìn)入米勒平臺，柵源電壓維持在VGS，IL不變。但采用柵極負(fù)反饋驅(qū)動(dòng)的SiC MOSFET，由于圖2 所示負(fù)反饋機(jī)制的存在，QH的柵源電壓vGS1仍然跟隨一起升高，不會(huì)維持在VGS，IL不變。在該模態(tài)中，vDS1從VDC開始下降，由于漏源電壓仍然大于柵源電壓，CgdH依舊相對較?。–gd1），該階段vDS1下降速度相對較快。QL的漏源電壓vDS2迅速上升，因而QL的柵源電壓vGS2受到干擾繼續(xù)上升；由于圖2所示負(fù)反饋機(jī)制的存在，當(dāng)QP2的源極SP2的電位高于QP2的漏極DP2的電位，且電位差超過閾值電壓Vth時(shí)，QP2溝道導(dǎo)通，驅(qū)動(dòng)芯片通過QP2溝道為QL輸入電容CissL放電，QL的柵源電壓vGS2減小，干擾得到抑制，vGS2又回到VEE2。當(dāng)vDS1下降到與vGS1相等時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

開通模態(tài)4：電壓下降階段tfv2。由于圖2 所示負(fù)反饋機(jī)制的存在，QH的柵源電壓vGS1仍然跟隨一起升高，不會(huì)維持在VGS,IL不變。vDS1繼續(xù)下降，由于漏源電壓小于柵源電壓，CgdH相對較大（Cgd2），該階段vDS1下降速度相對較慢。當(dāng)vDS1下降到VDS（on）時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

開通模態(tài)4 之后，由于圖2 所示負(fù)反饋機(jī)制的存在，QH的柵源電壓vGS1仍然跟隨一起升高到高電平VCC1，最終完成開通過程。關(guān)斷模態(tài)與開通模態(tài)類似，本文不再贅述。

2 串?dāng)_抑制分析

為方便說明柵極負(fù)反饋驅(qū)動(dòng)的數(shù)學(xué)本質(zhì)，本文做兩處簡化處理：一是，近似認(rèn)為輔助MOSFET QP的跨導(dǎo)到增益是非時(shí)變的常數(shù)gm，且寄生體二極管的反向跨導(dǎo)增益（定義為寄生體二極管的輸出特性曲線斜率）也采用gm表示；二是，記輔助MOSFET QP寄生體二極管的導(dǎo)通閾值電壓和QP溝道的導(dǎo)通閾值電壓相等，均用Vth表示。

由圖2 可知，圖1 所示基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的柵極驅(qū)動(dòng)電路的閉環(huán)傳遞函數(shù)Gd（s）和干擾信號n（s）對柵源電壓vGS干擾的傳遞函數(shù)Gn（s）分別為

式中，G（s）為柵極負(fù)反饋驅(qū)動(dòng)的開環(huán)傳遞函數(shù)，即

根據(jù)開環(huán)傳遞函數(shù)G（s）可知，圖1 所示柵極負(fù)反饋驅(qū)動(dòng)是開環(huán)增益為gm/Ciss的I 型系統(tǒng)，其開環(huán)放大倍數(shù)可以表示為

一般情況下，被控SiC MOSFET QN的輸入電容Ciss約為nF 級，而輔助MOSFET QP的跨導(dǎo)增益gm可選擇>>1 S 的P 溝道MOSFET，因此，gm>>Ciss，故開環(huán)放大倍數(shù)Kv足夠大。所以，當(dāng)vGS跟蹤斜坡上升（下降）的時(shí)，二者之間的偏差很小，不會(huì)影響被控SiC MOSFET 的開通和關(guān)斷效果。同時(shí)，由于開環(huán)放大倍數(shù)很大，也就保證了對干擾信號具有足夠大的抑制比，防止干擾信號n（s）對柵源電壓vGS的干擾。

3 短路保護(hù)設(shè)計(jì)

本文基于退飽和檢測原理，研究所提驅(qū)動(dòng)的短路保護(hù)。在所提驅(qū)動(dòng)的短路保護(hù)電路中，退飽和檢測電路由檢測二極管和限流電阻等元器件構(gòu)成，如圖5 所示。

圖5（a）是短路保護(hù)電路的電路。為防止保護(hù)電路在SiC MOSFET 開通過程中，出現(xiàn)漏源電壓沒有降低到保護(hù)閾值電壓之下，便引發(fā)誤動(dòng)作的情況，驅(qū)動(dòng)芯片內(nèi)置恒流源IDESAT與電容CDESAT構(gòu)成消隱電路。圖5（b）是短路保護(hù)電路的原理波形。以硬開關(guān)短路為例，介紹短路保護(hù)電路的工作原理。

圖5 短路保護(hù)電路及其波形Fig.5 Short-circuit protection circuit and its waveforms

保護(hù)模態(tài)1（t0時(shí)刻之前）：當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號S 為低電平時(shí)，芯片內(nèi)置開關(guān)SDESAT導(dǎo)通，CDESAT上的電壓vDESAT被鉗位在低電平，短路保護(hù)信號輸出保持在低電平不報(bào)錯(cuò)。

保護(hù)模態(tài)2[t0，t1]：t0時(shí)刻，當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號S 為高電平時(shí)，芯片內(nèi)置開關(guān)SDESAT斷開，芯片內(nèi)置恒流源IDESAT為電容CDESAT充電，充電時(shí)間即為消隱時(shí)間。電容CDESAT充電完成后，SiC MOSFET 已經(jīng)開通。若SiC MOSFET 正常工作，其導(dǎo)通壓降很低，二極管DDESAT導(dǎo)通，內(nèi)置恒流源IDESAT流過電阻RDESAT和二極管DDESAT，流入SiC MOSFET，此時(shí)，CDESAT上的電壓vDESAT是二極管DDESAT壓降與SiC MOSFET 導(dǎo)通壓降之和。若SiC MOSFET 出現(xiàn)退飽和，則隨著漏極電流id保持在遠(yuǎn)大于正常工作電流的值，漏源電壓急劇升高，二極管DDESAT截止，IDESAT只能向電容CDESAT充電，直到CDESAT上的電壓vDESAT達(dá)到保護(hù)閾值電壓VREF，該模態(tài)結(jié)束。

保護(hù)模態(tài)3[t1，t2]：當(dāng)CDESAT上的電壓vDESAT超過保護(hù)閾值電壓VREF時(shí)，芯片內(nèi)部比較器翻轉(zhuǎn)為高電平，短路保護(hù)輸出報(bào)錯(cuò)信號，經(jīng)過一定時(shí)間后，在t2時(shí)刻關(guān)斷SiC MOSFET。此后，漏極電流id降為0，完成全部保護(hù)工作模態(tài)。

同理，負(fù)載短路情況下，圖5（a）所示短路保護(hù)電路也起到有效保護(hù)作用。當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號S 為低電平時(shí)，芯片內(nèi)置開關(guān)SDESAT導(dǎo)通，CDESAT上的電壓vDESAT被鉗位在低電平，短路保護(hù)信號輸出保持在低電平不報(bào)錯(cuò)；當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號S 為高電平時(shí)，芯片內(nèi)置開關(guān)SDESAT斷開，芯片內(nèi)置恒流源IDESAT為電容CDESAT充電，在消隱時(shí)間后，SiC MOSFET 正常工作時(shí)導(dǎo)通壓降很低，若SiC MOSFET 退飽和，漏源電壓急劇升高，以此來判斷短路故障是否出現(xiàn)。短路保護(hù)電路的原理與硬開關(guān)短路情況下類似，在此不再贅述其模態(tài)過程。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

本文搭建圖6 所示橋臂電路實(shí)驗(yàn)平臺，驗(yàn)證所提驅(qū)動(dòng)在柵極電壓穩(wěn)定性改善中的作用和短路保護(hù)功能。橋臂電路實(shí)驗(yàn)臺主要參數(shù)如表1 所示。電壓波形測量采用100 MHz 的差分電壓探頭Yokogawa 700924，電流波形測量采用30 MHz 羅氏線圈PEM CWT1。

圖6 實(shí)驗(yàn)平臺Fig.6 Experimental platform

表1 橋臂電路實(shí)驗(yàn)平臺器件參數(shù)Tab.1 Device parameters of phase-leg circuit experimental platform

4.1 工作原理驗(yàn)證

圖1 所示基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的柵極驅(qū)動(dòng)電路中，驅(qū)動(dòng)電阻R 與輔助電容C 的乘積是該阻容電路的充放電時(shí)間常數(shù)τ，τ=RC。τ 與柵源電壓上升、下降斜率成反比，即較大的τ 將導(dǎo)致較緩慢的柵源電壓上升、下降時(shí)間，因此，被控SiC MOSFET的開關(guān)速度也將變緩。針對圖3 的橋臂電路進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，設(shè)計(jì)充放電時(shí)間常數(shù)τ=50 ns，其中，取輔助電容C1=C2=20 nF，驅(qū)動(dòng)電阻R1=R2=2.5 Ω，在保證被控SiC MOSFET 開關(guān)速度的同時(shí)，起到較好的解耦作用，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖7 所示。

圖7 工作原理驗(yàn)證（柵源電壓vGS1 跟隨驅(qū)動(dòng)電壓工作）Fig.7 Verification of operation principle（gate source voltage vGS1 follows drive voltage）

圖7 展示了主動(dòng)管（橋臂上管）QH的柵源電壓vGS1跟隨其驅(qū)動(dòng)電壓動(dòng)作的情況?？梢?，在上升和下降過程中，vGS1能夠自動(dòng)跟隨動(dòng)作，上升或者下降。然而，由于基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的柵極驅(qū)動(dòng)電路是I 型系統(tǒng)，對于斜坡信號只能實(shí)現(xiàn)有差跟蹤，所以，vGS1和的波形不是完全重合，而是有一定差別的。但是，由于被控SiC MOSFET QH的輸入電容Ciss約為2.12 nF，而輔助MOSFET QP1的跨導(dǎo)增益gm為10 S，因此，gm>>Ciss，開環(huán)放大倍數(shù)Kv足夠大。所以，當(dāng)vGS跟蹤斜坡上升（下降）的時(shí)，二者之間的偏差很小，不影響被控SiC MOSFET 的開通和關(guān)斷效果。

由上升、下降過程的局部放大圖可以看出，vGS1和具有幾乎相同的上升、下降速度。根據(jù)自動(dòng)控制原理可知，驅(qū)動(dòng)電阻對輔助電容充電的動(dòng)態(tài)過程曲線數(shù)值達(dá)到穩(wěn)態(tài)的63.2%時(shí)，動(dòng)態(tài)過程的時(shí)間在數(shù)值上恰好等于充電時(shí)間常數(shù)；觀察柵源電壓上升、下降過程的曲線可知，其時(shí)間常數(shù)為50 ns，符合對驅(qū)動(dòng)電阻以及輔助電容的預(yù)期設(shè)計(jì)。在忽略測量引入的高頻毛刺影響的條件下，工作原理驗(yàn)證結(jié)果與前文的分析一致，一定程度上驗(yàn)證了基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的工作原理。

4.2 串?dāng)_抑制性能驗(yàn)證

在同一個(gè)橋臂電路中，保證輸入電壓和輸出電流等外部條件不變，對比研究采用固定電阻的傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)與本文所提驅(qū)動(dòng)，在相近漏極電壓變化率下的雙脈沖實(shí)驗(yàn)波形，如圖8 所示。

圖8 串?dāng)_抑制實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms under crosstalk suppression

圖8（a）展示了主動(dòng)管QH以及被動(dòng)管QL在傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)電路控制下的波形，主動(dòng)管和被動(dòng)管的驅(qū)動(dòng)電阻均為10 Ω。被動(dòng)管QL的漏源電壓vDS2的上升斜率約為43.7 V/ns，下降斜率約為51.25 V/ns；被動(dòng)管QL柵源極電壓vGS2受到干擾出現(xiàn)振蕩，正向尖峰達(dá)7.9 V，負(fù)向尖峰約7 V。圖8（b）展示了主動(dòng)管QH以及被動(dòng)管QL在本文所提驅(qū)動(dòng)電路控制下的波形，根據(jù)前文設(shè)計(jì)，主動(dòng)管和被動(dòng)管的輔助電容取C1=C2=20 nF，驅(qū)動(dòng)電阻R1=R2=2.5 Ω。上升斜率約為50 V/ns，下降斜率約為50 V/ns；被動(dòng)管QL柵源極電壓vGS2受到干擾出現(xiàn)振蕩，偏離關(guān)斷電壓，正向尖峰約3 V，負(fù)向尖峰約3 V。

在兩種驅(qū)動(dòng)電路控制下，SiC MOSFET 漏極電壓變化率相近，說明開關(guān)速率相似。然而，兩種驅(qū)動(dòng)下，被動(dòng)管QL柵源極電壓vGS2表現(xiàn)出不同的穩(wěn)定性。在傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)電路控制下，vGS2產(chǎn)生了較大幅度的正、負(fù)向尖峰，峰峰值約為14.9 V。而采用本文所提驅(qū)動(dòng)電路控制SiC MOSFET 的開關(guān)動(dòng)作，在相似的開關(guān)速率下，vGS2的正、負(fù)向尖峰均大幅縮減，峰峰值約為6 V。相比傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)，采用本文所提驅(qū)動(dòng)，正向尖峰降低了62%，負(fù)向尖峰降低了57%，正、負(fù)向尖峰的峰峰值降低了約60%。

4.3 短路保護(hù)性能驗(yàn)證

將實(shí)驗(yàn)平臺的橋臂中點(diǎn)短路，保證其他外部條件不變，僅改變驅(qū)動(dòng)策略，對比研究采用固定電阻的傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)與本文所提驅(qū)動(dòng)的短路保護(hù)性能?？紤]電能損耗，芯片內(nèi)置恒流源IDESAT的輸出電流一般在250～500 μA，1ED020I12-F2 等驅(qū)動(dòng)芯片推薦的CDESAT不小于100 pF，這樣可以保證保護(hù)電路具有足夠的抗干擾能力，取CDESAT=100 pF，IDESAT=500 μA，保護(hù)閾值電壓VREF=9 V，消隱時(shí)間約為1.8 μs。為確保對比分析時(shí)的單一變量原則，保證兩種不同的驅(qū)動(dòng)策略在參數(shù)選取時(shí)具有相似的開關(guān)速率。兩種驅(qū)動(dòng)電路的參數(shù)取值如第4.2 節(jié)所述，在此不再贅述。同理，兩種不同驅(qū)動(dòng)策略的短路保護(hù)電路均基于退飽和檢測原理，并具有相同的電路參數(shù)配置，如第3 節(jié)所述。不同直流電壓VDC下的短路保護(hù)波形如圖9 所示。

圖9 不同直流電壓下的短路電流波形Fig.9 Waveforms of short-circuit current under different DC voltages

圖9 所示實(shí)驗(yàn)結(jié)果，經(jīng)示波器采集存儲后，導(dǎo)入Matlab 進(jìn)行波形復(fù)現(xiàn)整合，將不同直流電壓下的SiC MOSFET 漏極電流合并到一起。短路故障出現(xiàn)之前，被測SiC MOSFET 工作于斷開狀態(tài)，零時(shí)刻出現(xiàn)短路故障，被測SiC MOSFET 漏極電流快速上升，到達(dá)短路電流峰值。兩種驅(qū)動(dòng)策略下，短路電流表現(xiàn)出類似的趨勢，并均在3 μs 內(nèi)關(guān)斷，完成短路保護(hù)。隨著直流電壓VDC的升高，到達(dá)短路電流峰值的時(shí)間縮短，并且短路電流峰值增大。在短路電流下降階段，較高VDC下的短路電流下降速度明顯較快，其在關(guān)斷時(shí)刻的短路電流值比較低VDC的更低。

圖9（a）和（b）所示短路電流的峰值對比，如表2 所示。在直流電壓VDC從100 V 上升到400 V 時(shí)，采用傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)，實(shí)驗(yàn)中的短路電流峰值從196 A 上升到236 A；而采用本文所提驅(qū)動(dòng)，實(shí)驗(yàn)中的短路電流峰值從188 A 上升到228 A。二者具有相同的變化趨勢，隨著VDC的升高，短路電流峰值增大。用本文所提驅(qū)動(dòng)下的短路電流峰值除以傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)下的短路電流峰值，得到短路電流峰值比。由表2 可知，直流電壓VDC從100 V 上升到400 V 時(shí)，在相同VDC下對比兩種不同驅(qū)動(dòng)下的短路電流峰值，本文所提驅(qū)動(dòng)下短路電流峰值約為傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)下短路電流峰值的96%。因而，在相同直流電壓下，采用本文所提驅(qū)動(dòng)，短路電流峰值較傳統(tǒng)驅(qū)動(dòng)的更低。

表2 短路電流峰值對比Tab.2 Comparison of peak value of short-circuit current

5 結(jié)論

SiC MOSFET 開關(guān)動(dòng)作造成的脈沖電壓干擾和脈沖電流干擾，通過米勒電容耦合到柵極，干擾柵源電壓，形成串?dāng)_。根據(jù)這一特點(diǎn)，本文采用普通驅(qū)動(dòng)芯片、驅(qū)動(dòng)電阻，外加輔助MOSFET、輔助電容，提出了一種基于跨導(dǎo)增益負(fù)反饋的SiC MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)電路。驅(qū)動(dòng)電壓作為柵源極的參考信號，輸入柵極負(fù)反饋控制回路。參考信號與被控SiC MOSFET 的柵源電壓之差，通過輔助MOSFET 的跨導(dǎo)增益，控制由被控SiC MOSFET 輸入電容和柵極內(nèi)電阻共同構(gòu)成的被控對象。引入負(fù)反饋控制后，若柵源電壓增大（或減?。?，則與參考值之差增大，經(jīng)過驅(qū)動(dòng)管跨導(dǎo)增益的調(diào)節(jié)，對輸入電容放電（或充電），柵源電壓恢復(fù)穩(wěn)定。柵極負(fù)反饋控制的目標(biāo)是讓被控SiC MOSFET 的柵源電壓跟蹤驅(qū)動(dòng)信號的變化，并屏蔽脈沖電壓和脈沖電流的干擾。

控制環(huán)路的傳遞函數(shù)分析表明，因?yàn)檩o助MOSFET 的跨導(dǎo)增益較大，控制環(huán)路的開環(huán)放大倍數(shù)足夠大，對干擾信號具有足夠大的抑制比，可有效抑制高速率開關(guān)條件下，干擾信號對SiC MOSFET 柵源電壓的干擾。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，工作在相同的開關(guān)速率下，采用本文所提驅(qū)動(dòng)將獲得更穩(wěn)定的柵極電壓，短路時(shí)電流峰值也相對較低。

本文的研究結(jié)果將有利于進(jìn)一步提高SiC MOSFET 在高開關(guān)速率下的運(yùn)行可靠性，更充分地發(fā)揮碳化硅器件的性能優(yōu)勢。