基于電流饋電推挽式變換拓?fù)涞淖儞Q器電源設(shè)計(jì)

鄒 靜

（武昌工學(xué)院信息工程學(xué)院，武漢 430065）

電能在現(xiàn)代工業(yè)、經(jīng)濟(jì)和國民生活中發(fā)揮著重要的作用[1]。因用電設(shè)備不足，電源公司研發(fā)了多種不同等級、不同型號的變換器電源。不同等級的變電器電源，根據(jù)用戶需求及變換器電源等級要求，由相互獨(dú)立的電源模塊根據(jù)變換器電源等級進(jìn)行組合，以便輸出多路穩(wěn)定電壓，得到的穩(wěn)壓電源不僅符合負(fù)載要求，其穩(wěn)壓精度也較高，很好地滿足客戶需求[2-3]。但該變換器電源也存在致命的缺點(diǎn)，由于變換器電源體積和重量過大，消耗成本也大幅增加，同時(shí)，受多個(gè)變換器之間的相互影響，電源會(huì)產(chǎn)生拍頻干擾，造成輸入和輸出時(shí)出現(xiàn)低頻紋波，這樣的干擾難以克服，嚴(yán)重影響了變換器電源系統(tǒng)的供電性能。針對變換器電源存在的問題，孔瑋等[3]提出一種應(yīng)用于儲(chǔ)能系統(tǒng)的兩級式直流變換器拓?fù)?，但變換器實(shí)測效率較低，只有76%；劉碩等[4]提出一種升壓變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但整個(gè)變換器電源效率只有67%。

本文設(shè)計(jì)了基于電流饋電推挽式變換拓?fù)涞淖儞Q器電源。在變換器電源的理想特性基礎(chǔ)上，特別采用電壓型推挽全橋逆變器，并以此為基礎(chǔ)設(shè)計(jì)屬于電流饋電推挽式變換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的變換器電源裝置主回路。通過反饋控制電路調(diào)控電壓波動(dòng)時(shí)控制端流變化；根據(jù)變壓器電感、匝數(shù)、線徑等特性設(shè)計(jì)變壓器繞制結(jié)構(gòu)，完成變換器電源變壓過程。

1 電流饋電推挽式變換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的變換器電源設(shè)計(jì)

1.1 變換器電源的需求

盡管變換器擁有優(yōu)越的性能，為充分發(fā)揮其應(yīng)用性能，對于輸入電源亦有相應(yīng)的要求，即：嚴(yán)格設(shè)置變壓器與功率開關(guān)管等運(yùn)作參數(shù)，以此保證主功率開關(guān)管在開關(guān)時(shí)處于零電壓狀態(tài)，在此狀態(tài)下電源的損耗為最小水平，變換器的穩(wěn)定性得到了最大保證[5-8]；精準(zhǔn)地保持開關(guān)頻率的規(guī)律性，以優(yōu)化電流交換通路；精確地設(shè)置影響電力流動(dòng)的相關(guān)參數(shù)，以確保在高電壓等非典型場景使用的安全性；將變壓器的變化嚴(yán)格控制在一定范圍內(nèi)，降低次級電容轉(zhuǎn)移到初級相應(yīng)相的電容損害[9-14]。

1.2 主回路方案分析

在變換器電源的理想特性基礎(chǔ)上，研制了一款變換器電源裝置。該裝置屬于電流饋電推挽式變換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，特以電壓型推挽全橋逆變器為核心。電壓型推挽全橋逆變器能夠使全波不可控整流得到處理，DC-AC-DC 之間的轉(zhuǎn)化得以實(shí)現(xiàn)[15]。在理想特性基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)其主回路，如圖1 所示。

分析圖1 中的拓?fù)渫评珮蚪Y(jié)構(gòu)[10]可知，本文提出的變換器經(jīng)由其內(nèi)置單獨(dú)的電壓檢測電路來完成穩(wěn)定的電壓控制工作。但在測試時(shí)發(fā)現(xiàn)，該結(jié)構(gòu)中還存在一些問題：①變換器對電壓進(jìn)行控制的回路在處理不同數(shù)值的電壓時(shí)需要不同時(shí)間開銷，而其中誤差放大器唯有在接受電壓輸出變化反饋之后，才會(huì)對輸出電壓做出響應(yīng)；②電流檢測時(shí)需將輸出電流進(jìn)行轉(zhuǎn)換，容易造成電路振蕩；③大額度輸出電流最終會(huì)造成發(fā)熱現(xiàn)象；④電源的恒定電壓與恒定電流在轉(zhuǎn)換時(shí)容易激發(fā)偏磁現(xiàn)象，從而對開關(guān)管帶來重大損害。

圖1 電壓型拓?fù)渫评珮蚪Y(jié)構(gòu)Fig.1 Push-pull full-bridge structure of voltage type topology

在測試結(jié)果的基礎(chǔ)上，對相關(guān)控制情況進(jìn)行優(yōu)化，以解決上述的問題。在前期實(shí)驗(yàn)結(jié)果的基礎(chǔ)上，對本文研究的變換器電源電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行相關(guān)的優(yōu)化設(shè)計(jì)，具體如圖2 所示。

圖2 本文拓?fù)渫评珮蚪Y(jié)構(gòu)Fig.2 Push-pull full-bridge structure of the proposed topology

分析圖2 可知，由于電路結(jié)構(gòu)做了相應(yīng)優(yōu)化，自直流側(cè)電流，電感L1相對圖1 中采用的電感而言電磁更大，足以將直流電壓瞬間轉(zhuǎn)化為直流電流，阻止實(shí)驗(yàn)中的偏磁現(xiàn)象再次出現(xiàn)；同時(shí)，圖2 中L1還對電路開關(guān)管的損害情況進(jìn)行了抑制，對用電安全與穩(wěn)定性進(jìn)行了維護(hù)；圖2 中變換器采用的等效電路為Boost 型DC-DC 變換器，抗干擾能力更強(qiáng)。

1.3 變換器電源設(shè)計(jì)

1.3.1 變換器電源硬件設(shè)計(jì)

（1）設(shè)定輸入電壓為120～180 V，設(shè)定輸出電壓為14.2～14.4 V（誤差不超過5%），輸出功率Po為600 W（誤差不超過5%）。

（2）設(shè)定輸出紋波電壓≤1 V，滿載效率η≥92%。

（3）設(shè)定軟啟動(dòng)基礎(chǔ)安全功能。

（4）設(shè)定包括輸入過壓欠壓保護(hù)功能、過熱保護(hù)功能、輸出過流保護(hù)功能、輸出短路保護(hù)功能、輸入輸出反接保護(hù)功能以及輸出不接電源且不啟動(dòng)等基礎(chǔ)安全功能。

1.3.2 主回路硬件設(shè)計(jì)

通常情況下，在變換器進(jìn)行工作時(shí)，開關(guān)管可以經(jīng)受的最高柵源正向電壓為

式中，E 為電動(dòng)勢。則開關(guān)管的最大漏源極電流為

式中：Umax為最大電壓；Po為功率；η 為滿載效率。變換器電源效率的高低與開關(guān)頻率的高低強(qiáng)相關(guān)。根據(jù)測試結(jié)果可知，當(dāng)開關(guān)頻率為48 kHz 時(shí)，電源效率在最高的水平。因普通的雙極型三級管輸入端是一個(gè)正偏的PN 結(jié)，輸入電阻在kΩ 量級，前級電路驅(qū)動(dòng)此管工作需要供給較大的驅(qū)動(dòng)電流。MOS 管的輸入級中柵源兩級是絕緣的，故柵源兩級的輸入電阻高，經(jīng)對比，并參考變換器電源的嚴(yán)格要求，最終將開關(guān)器件選定型號為IXFH30N50P[11]的NMOS 管。

變換器最大輸出電壓為

全波整流時(shí)其二極管承受的電壓為

設(shè)Umin為最小承受電壓，則功率單元中全波整流二極管可能承受的最大平均電流為

此時(shí)二極管的工作頻率為

式中，fc為信號頻率。

因此，采用DSSK60-015A 作為全波整流二極管。

1.3.3 反饋控制電路設(shè)計(jì)

光耦合器LTV817、TL431、控制芯片TOP252PN，以及若干電容和電阻均是反饋控制電路設(shè)計(jì)中的分項(xiàng)模塊。反饋控制是變換器設(shè)計(jì)極其重要的一環(huán)，反饋控制可有效調(diào)整電流輸出穩(wěn)壓值，并對補(bǔ)償電容的穩(wěn)定性和瞬時(shí)響應(yīng)方面也有很大貢獻(xiàn)。

選用LTV817 的原因也與電流穩(wěn)定性有關(guān)，其屬性為線性光耦合的耦合器十分適合反饋控制環(huán)節(jié)，因?yàn)槠鋼碛?.8～1.6 倍的超高電流傳輸比。其原理是在反饋線圈上激發(fā)相應(yīng)的電壓，以二極管D1、電容C4對電壓進(jìn)行過濾，以此來轉(zhuǎn)換成非隔離的+12 V 電壓。該電壓能夠?yàn)長TV817 輸入電流，繼而通過該耦合器為TOP252PN 供電，后者為控制端，通常用于對占空比進(jìn)行控制和調(diào)整。自動(dòng)重啟頻率在其中得到設(shè)定。當(dāng)電壓處于不穩(wěn)定安全狀態(tài)時(shí)，C4接收信號，C4=47 μF，在相應(yīng)頻率為1.2 Hz 時(shí)進(jìn)行變換器自動(dòng)重啟。最終監(jiān)測頻率為0.83 Hz，即每次都需要啟動(dòng)故障檢測與故障排除程序；只有在自動(dòng)檢測排除全部障礙以后，電流輸入與輸出口才會(huì)重新啟用，以此來恢復(fù)變換器正常工作。電阻R5為外部限流電阻，是該耦合器中的重要部件，不僅能起到對電流進(jìn)行限制及安全防控的功能，還能在整個(gè)反饋控制電路中起到極大的增益作用。

整體反饋電路的工作方式與電源輸入電壓及整體電流均有關(guān)系。假設(shè)變換器電源的輸出電壓為Vo，當(dāng)Vo發(fā)生變化，變化幅度為ΔVo時(shí)，首先取樣電阻R7與R8會(huì)對該電源進(jìn)行壓力分?jǐn)?，?dǎo)致輸入TL431 的電壓發(fā)生改變；當(dāng)分壓后的電壓VK流入LTV817 中，整體電流又變成分壓后的電流IF，并在LTV817 中受終端電流IC的控制，還原成Vo。

1.3.4 變壓器設(shè)計(jì)

變換器中電流和電阻都是影響電源電壓的重要因素，其電源高頻變壓器的設(shè)計(jì)環(huán)節(jié)亦是重中之重。

（1）磁芯設(shè)計(jì)。高頻變壓器的磁芯采用EE16，可查得該磁芯長l 為16 mm，有效橫截面積Ae為0.192 cm2，有效磁路長度Le為3.50 cm，磁芯等效電感LA為1 140 nH/匝，骨架寬度b 為8.50 mm。

（2）初級線圈電壓VP與穩(wěn)壓管電壓VRI設(shè)計(jì)。由于電路中輸入電壓為85～265 V，因此，其加在變換器上的最大整流直流電壓為

因?yàn)門OP252PN 承受電壓約為700 V，輸出富余量100 V，可知，穩(wěn)壓管電壓VRI應(yīng)為

因此，VRI采用180 V 穩(wěn)壓管較為合適。

通常而言，VRI/VP=1.4 是電壓最優(yōu)比例，該比例下箝位消耗曲線下降最為明顯，則有

（3）設(shè)置推挽式變換器的最優(yōu)占空比Dmax，有

（4）設(shè)置初級線圈電流IP為

式中：Po為輸出功率；VINmin為最小直流電流。

（5）設(shè)置初級線圈的電感LP為

式中，頻率f=50 kHz。

（6）設(shè)置初級線圈匝數(shù)NP為

（7）設(shè)置次級線圈匝數(shù)NS為

根據(jù)式（10）～式（14），能夠計(jì)算出電源電壓的相應(yīng)參數(shù)；在已知參數(shù)設(shè)置的情況下，結(jié)合安全系數(shù)與輸入輸出關(guān)系對電源電壓參數(shù)進(jìn)行再次調(diào)節(jié)，最終得：初級線圈84 匝、次級線圈9 匝，變壓器電氣穩(wěn)定性得到調(diào)整，如圖3 所示。圖3 中Pri 表示初級線圈，Csh-1 表示初級屏蔽線圈1，Psh-2 表示次級屏蔽線圈2，T.I.W 表示一層絕緣線，Bias 表示兩層絕緣線。

根據(jù)圖3 設(shè)計(jì)的變壓器繞組結(jié)構(gòu)如圖4 所示。圖4 中，實(shí)心圈“●”代表著線圈繞制起始位置，1-2→NC 代表電源屏蔽線圈，4→5 代表電源偏置線圈，1-2→3 代表電源初級線圈，6→7 代表電源次級線圈。

圖3 變壓器電氣特性Fig.3 Electrical characteristics of transformer

圖4 變壓器繞組結(jié)構(gòu)Fig.4 Winding structure of transformer

1.3.5 保護(hù)電路設(shè)計(jì)

保護(hù)電路的主要功能是保證變換器電源穩(wěn)定性，主要通過輸入過壓/欠壓保護(hù)、輸出過流保護(hù)、輸出過壓保護(hù)、輸出短路保護(hù)、空負(fù)載保護(hù)、電池反接保護(hù)以及過熱保護(hù)等電路進(jìn)行保護(hù)，整體結(jié)構(gòu)框圖如圖5 所示。圖中，電源攜帶著輸入信號進(jìn)入硬件檢測電路，隨即電路運(yùn)行狀態(tài)在檢測電路中被轉(zhuǎn)化為開關(guān)信號，將開關(guān)信號設(shè)定為0 與1，0 代表電路運(yùn)行正常并打開電路，當(dāng)值得探討的是，1 代表電路運(yùn)行故障并關(guān)閉電路。故障發(fā)生時(shí)，KA3846 的脈沖被關(guān)閉，且繼電器被斷開，電路被動(dòng)暫停工作。同時(shí)，硬件檢測電路持續(xù)工作，持續(xù)對故障進(jìn)行檢測，唯有收到故障已排除的信號時(shí)，系統(tǒng)才會(huì)在設(shè)定緩沖時(shí)間之后再度連接繼電器，KA3846 的脈沖得到開啟，電路系統(tǒng)自動(dòng)重啟。

圖5 保護(hù)電路結(jié)構(gòu)框圖Fig.5 Structure block diagram of protection circuit

2 實(shí)驗(yàn)分析

2.1 輸出電壓與輸出電流實(shí)驗(yàn)測試

為測試本文設(shè)計(jì)的變換器電源，選用LED 驅(qū)動(dòng)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測試，該樣機(jī)電源負(fù)載的參數(shù)為：7只350 mA 電流的LED 串聯(lián)，每只LED 正向壓降為3.2 V，交流電壓范圍85～264 V。為達(dá)到實(shí)驗(yàn)測試更準(zhǔn)確的目的，對于功率因數(shù)校正有一定的要求，對于臨界連續(xù)模式反激控制亦有相應(yīng)要求，而型號為L6562 的原邊控制芯片則能滿足其二要求。

在上述參數(shù)下，控制實(shí)驗(yàn)電源的輸出電壓與輸出電流分別為12 V 與350 mA，將交流電壓范圍控制在85～280 V，確保電源穩(wěn)定后輸入相應(yīng)的電壓和電流，并進(jìn)行測試，實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果如表1 所示。

由表1 可知，本文設(shè)計(jì)的變換器電源LED 驅(qū)動(dòng)樣機(jī)，無論是輸出電壓還是輸出電流均保持著極高的精度，誤差均低于2%內(nèi)，符合業(yè)內(nèi)誤差在5%以內(nèi)的要求。

表1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Tab.1 Experimental results

2.2 開關(guān)管電壓和功率分析

本文設(shè)計(jì)電源工作狀態(tài)設(shè)定如下：開關(guān)頻率fs=150 kHz；輸入電壓為直流250 V；輸出電壓為直流400 V；其滿載功率設(shè)置為350 W；其主開關(guān)型號為IRF460；其整流部分設(shè)置高壓硅堆以實(shí)現(xiàn)6 倍壓輸出。參數(shù)選擇為：濾波電容C1=C2=C3=C4=770 nF；變壓器一次側(cè)電壓為440 V，故電荷量M=1.75。依據(jù)相關(guān)文獻(xiàn)可知，在Cr/Cp=1、Po=1.3、輸入功率Pin=1.2時(shí)，效率η 最大。計(jì)算諧振參數(shù)如下：諧振電感Lr=1/2πPofs=144.68 μH，諧振電容Cr=1/2πMfs=12.3 nF，選取Lr=148 μH，Cr=Cp=15.5 nF。

對本文設(shè)計(jì)電源參數(shù)的合理性進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真電路中變壓器的變比為1∶1，仿真結(jié)果如圖6所示，可以看出，本文電源在穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓為440 V，輸出功率為350 W，且實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。

圖6 輸出開關(guān)電壓和輸出功率的結(jié)果Fig.6 Simulation results of output switch voltage and output power

由于實(shí)驗(yàn)室條件限制，本文設(shè)計(jì)的實(shí)驗(yàn)電源采用33 kΩ 負(fù)載電阻，設(shè)輸出電壓為5 kV，輸出功率為350 W，并采用6 倍壓整流輸出。具體電路實(shí)現(xiàn)零電壓開通的實(shí)驗(yàn)波形如圖7 所示。由圖7 可知，變換器電源開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，本文設(shè)計(jì)的電源具有重要意義。

圖7 具體實(shí)現(xiàn)電路零電壓開通的實(shí)驗(yàn)形Fig.7 Experimental rectangle of realizing zero voltage opening by specific circuit

2.3 電路參數(shù)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖8 所示為交流輸入電壓220 V 時(shí)，輸入線電壓uin和輸入電流iin的相位關(guān)系變化趨勢。

分析圖8 可知，本文設(shè)計(jì)的變換器很好地滿足了，在功率因數(shù)校正功能上要求，該電源輸入電流iin的變化幅度與輸入電壓uin的變化基本吻合。

圖8 輸入電壓、電流波形Fig.8 Waveforms of input voltage and current

圖9 所示為本文設(shè)計(jì)的電源在交流輸入電壓320 V 和220 V 時(shí)，電源在經(jīng)過二極管橋式整流的輸入電壓uREC、MOS 管V 的驅(qū)動(dòng)電壓uDR、原邊電流經(jīng)過采樣電阻R3時(shí)產(chǎn)生的電壓uCS以及副邊二極管VD5的電流iD5波形。

圖9（a）是uREC處于半個(gè)工頻周期中的瞬時(shí)值與輸入電壓320 V 相符時(shí)的波形，圖9（b）則是uREC處于半個(gè)工頻周期中的瞬時(shí)值與輸入電壓220 V相符時(shí)的波形。圖中，MOS 管V 導(dǎo)通時(shí)，因?yàn)槠渲写嬖诩纳娙莸那闆r，容易激起uCS電壓毛刺。綜合分析圖9（a）與（b）可知，本文設(shè)計(jì)的變換器電源在每個(gè)周期都符合臨界連續(xù)模式情況；在這種情況下，在二極管VD5的電流降為0 的同時(shí)MOS 管V的驅(qū)動(dòng)電壓瞬間更改為更高的電平模式；對比可見，圖9（b）中MOS 管V 的驅(qū)動(dòng)信號uDR的頻率比圖9（a）中相應(yīng)的頻率更高。

圖9 不同輸入電壓下uREC、uDR、uCS 和iD5 的波形Fig.9 Waveforms of uREC,uDR,uCS and iD5 under different input voltages

二極管橋式整流時(shí)輸入電壓uREC、輸出電壓uo及LED 的電流iLED的關(guān)系如圖10 所示。由圖10 可以看出，采用本文設(shè)計(jì)的電源時(shí)，流過LED 的電流平均值穩(wěn)定在330 mA。

圖10 二極管橋式整流時(shí)輸入電壓uREC、輸出電壓uo 以及LED 電流iLED 的關(guān)系波形Fig.10 Waveforms of input voltage uREC,output voltage uo and current iLED after rectification

圖11 為不同的輸入電壓時(shí)，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的功率因數(shù)φ 和效率η 與輸入電壓的關(guān)系。分析圖11 可知，本文設(shè)計(jì)的變換器電源符合如下假設(shè)推論：當(dāng)LED 負(fù)載穩(wěn)定時(shí)，功率因數(shù)與輸入電壓呈現(xiàn)負(fù)相關(guān)關(guān)系。進(jìn)一步分析圖11 實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，本文設(shè)計(jì)的變換器電源完成了功率因數(shù)校正的目標(biāo)，相比較傳統(tǒng)電源而言，其功率因數(shù)始終穩(wěn)超0.96，且效率高達(dá)95%。

圖11 功率因數(shù)φ 和效率η 與輸入電壓的關(guān)系Fig.11 Relationship between power factor φ,efficiency η and input voltage

3 結(jié)語

本文為了提高變換器電源輸出電壓和輸出電流的精準(zhǔn)度，維持用電設(shè)備平均電流的穩(wěn)定性，增加變換器電源的可靠性，設(shè)計(jì)了一臺基于電流饋電推挽式變換拓?fù)涞淖儞Q器電源。為了驗(yàn)證該電源的有效性，設(shè)計(jì)一臺變換器LED 驅(qū)動(dòng)電源樣機(jī)，樣機(jī)運(yùn)行中發(fā)現(xiàn)，輸出電壓和輸出電流的誤差均維持在2%之內(nèi)，符合本文設(shè)計(jì)方法中的技術(shù)要求，且流過LED驅(qū)動(dòng)電源的平均電流保持穩(wěn)定，在功率因數(shù)和整個(gè)LED 驅(qū)動(dòng)電源的效率方面均表現(xiàn)出較為明顯的優(yōu)勢，達(dá)到了功率因數(shù)校正的目的，促進(jìn)LED 驅(qū)動(dòng)電源的穩(wěn)定運(yùn)行。因此本文設(shè)計(jì)的變換器電源不僅是電流饋電推挽式變換拓?fù)浼夹g(shù)研究的有效成果，也可在未來的變換器電源設(shè)計(jì)方面取得領(lǐng)先優(yōu)勢。