用于Sigma-Delta調(diào)制器的低電壓跨導(dǎo)運(yùn)算放大器

陳 煒，景新幸，祁琳娜，賴兆澤

（桂林電子科技大學(xué) 信息與通信學(xué)院，廣西 桂林 541004）

在小尺寸、高性能、便攜的移動(dòng)通訊和消費(fèi)電子產(chǎn)品的需求飛速增長的帶動(dòng)下，Sigma-Delta型模數(shù)轉(zhuǎn)換器得到了更廣泛的研究和使用。Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器具有對電路匹配精度要求很低，精度高等特點(diǎn)，以跨導(dǎo)運(yùn)算放大器OTA（Operational Trans-conductance Amplifier）為核心的調(diào)制器是Sigma-Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器電路中的模擬電路部分，其結(jié)構(gòu)選擇和電路參數(shù)設(shè)計(jì)都極大影響著整個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器所達(dá)到的速度和精度[1]。

這里提出了一種用于16位三階單環(huán)CIFB型Sigma-Delta調(diào)制器的全差分折疊式共源共柵跨導(dǎo)運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)方案，其電路仿真結(jié)果顯示，該設(shè)計(jì)性能指標(biāo)達(dá)到該調(diào)制器所需要求。

1 電路性能要求及結(jié)構(gòu)參量

1.1 跨導(dǎo)運(yùn)算放大器指標(biāo)分析

運(yùn)放的有限增益會(huì)引起相位偏移，從而將造成噪聲傳輸函數(shù)（NTF）的零點(diǎn)偏離正常位置。三階單環(huán)CIFB型Sigma-Delta調(diào)制器是用巴特沃茲三階濾波器實(shí)現(xiàn)的，這種結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是對系數(shù)不敏感，允許系數(shù)和零極點(diǎn)位置。三階單環(huán)CIFB型Sigma-Delta調(diào)制器是用巴特沃茲三階濾波器實(shí)現(xiàn)的，這種結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是對系數(shù)不敏感，允許系數(shù)和零極點(diǎn)存在較大的容差，因此對運(yùn)放的增益要求較低。通常運(yùn)放增益大于60 dB就不會(huì)影響調(diào)制器的性能[2]。

積分器的輸出電壓需要一定的建立時(shí)間，一部分是非線性轉(zhuǎn)換時(shí)間tSR，取決于運(yùn)放的壓擺率，另一部分是線性建壓時(shí)間tL，取決于運(yùn)放的單位增益帶寬。為了防止諧波出現(xiàn)在輸出中，積分器的輸出必須在半個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)建立[3]

圖1為三階單環(huán)調(diào)制器行為級仿真模型，根據(jù)圖1的行為級綜合結(jié)果，只有OTA的壓擺率大于40 V/μs，單位增益帶寬大于50 MHz才能滿足式（1）的要求[4]。

圖1 三階單環(huán)調(diào)制器行為級仿真模型

1.2 電路結(jié)構(gòu)考慮

跨導(dǎo)運(yùn)算放大器主要有兩級運(yùn)放、增益增強(qiáng)型、套筒式共源共柵和折疊式共源共柵[5]等。其中，在兩級放大結(jié)構(gòu)中，次極點(diǎn)頻率由負(fù)載電容決定，使其帶寬較小，速度受到限制，且功耗較大，電源抑制比和共模抑制比較差。套筒式共源共柵結(jié)構(gòu)具有頻率特性好、功耗低等特點(diǎn)。然而，在低電源電壓下，其輸出擺幅和共模輸入范圍難以達(dá)到預(yù)期要求。增益增強(qiáng)型運(yùn)放，雖然有著很高的直流增益但有著巨大的功率消耗，并不適用于該系統(tǒng)設(shè)計(jì)。綜合考慮，采用速度較快，輸出擺幅較大，共模輸入范圍廣，性能折中的折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)。

2 電路分析與設(shè)計(jì)

2.1 折疊式共源共柵跨導(dǎo)運(yùn)算放大器

折疊式共源共柵跨導(dǎo)運(yùn)算放大器的輸入管有兩種選擇，NMOS輸入對管具有較高的跨導(dǎo)，能使運(yùn)放達(dá)到較高的直流增益，但需要采用PMOS作為共源共柵管。在同樣的偏置條件下，PMOS管的跨導(dǎo)為NMOS管的40%～50% ，從而限制了運(yùn)算放大器的次極點(diǎn)頻率。如果采用PMOS作為輸入級，運(yùn)放則具有較低的噪聲和較高的次極點(diǎn)頻率，噪聲較低，但直流增益較小[6]。由于本設(shè)計(jì)對直流增益要求不高，故采用PMOS輸入。跨導(dǎo)運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 PMOS輸入的全差分折疊共源共柵跨導(dǎo)運(yùn)算放大器

VM1和VM2是PMOS輸入差分對管將輸入差分電壓轉(zhuǎn)化成差分電流，經(jīng)VM5和VM6后產(chǎn)生輸出電壓。VM11為長尾電流沉為輸入差分對管提供靜態(tài)工作電流，同時(shí)，提高輸入共模抑制比（CMRR）。對電路進(jìn)行小信號分析，可得到折疊共源共柵運(yùn)放的直流增益

式中，ro為MOS管小信號輸出電阻，與溝道長度成正比；gm是MOS管的跨導(dǎo)。

該運(yùn)放的主極點(diǎn)為

在只考慮主要的電容即VM5的柵源電容時(shí)，次極點(diǎn)為

式（3）、式（4）表明了增大VM1管的gm即可提高主極點(diǎn)的頻率；減小VM5管的溝道長度、增大偏置電流IDS同樣可提高次極點(diǎn)的頻率。

在電路中負(fù)載電容取定后運(yùn)放的輸出擺率是固定的，該運(yùn)放中

由式（5）可知，改變電路工作電流與負(fù)載電容同樣可以改變SR。本設(shè)計(jì)中負(fù)載電容CL取5 pF，考慮到運(yùn)放工作的穩(wěn)定性，必須保證運(yùn)放的相位裕度PM大于60°。增大工作電流，將提高運(yùn)放的直流增益與單位增益帶寬GBW，同時(shí)提高SR，但會(huì)導(dǎo)致PM下降電路功耗增加。所以運(yùn)放的工作電流應(yīng)進(jìn)行折中考慮。

2.2 共模反饋電路

全差分運(yùn)放中運(yùn)放反饋回路只提供差模電壓而不提供共模電壓，需要運(yùn)用共模反饋電路（CMFB）來穩(wěn)定差分輸出信號的共模電壓，此電路如圖3所示。

圖3 共模反饋電路

S1、S2為兩相不重疊時(shí)鐘信號。Vout為運(yùn)放的輸出電壓信號。Vcm為運(yùn)放共模輸出電壓的期望值，此處為輸入信號。Vb4為共模反饋電路的調(diào)節(jié)電壓，此處連接運(yùn)放VM3、VM4的柵極，Vb4與Vout在運(yùn)放中構(gòu)成負(fù)反饋。Vbais為Vb4期望電壓值。在時(shí)鐘S1工作時(shí)，S2斷開，C1兩端充電，電荷量為Q1=2C1（Vcm/Vbais）。同時(shí)電容 C2兩端電荷總量為 Q2=C2（Vout++Vout--2Vb4），時(shí)鐘S2工作時(shí)，C1與C2并聯(lián)，此時(shí)電路中電容的總電荷量為：

根據(jù)電荷守恒定律可得Q1+Q2=Q3，即：

若運(yùn)放實(shí)際輸出共模電壓大于理想值Vcm，則Vb4增大，Vout減??；若運(yùn)放實(shí)際輸出共模電壓小于理想值，則Vb4減小，Vout增大。共模反饋電路通過改變運(yùn)放的柵極電壓，利用負(fù)反饋實(shí)現(xiàn)運(yùn)放共模輸出電壓的穩(wěn)定。根據(jù)式（6）可得：C1與C2分別為0.1 pF和0.4 pF。

3 仿真結(jié)果與分析

基于SMIC 0.18μm PDK設(shè)計(jì)了全差分折疊式共源共柵跨導(dǎo)運(yùn)算放大器，并完成了版圖設(shè)計(jì)，如圖4所示。

圖4 全差分折疊式共源共柵跨導(dǎo)運(yùn)算放大器版圖

通過Spectre對該運(yùn)放進(jìn)行仿真分析[7]，在工作溫度為27℃，工作電壓為1.8 V，負(fù)載電容為5 pF的條件下，得到的幅頻特性曲線如圖5所示。直流增益為72 dB、單位增益帶寬為91.06 MHz，相位裕度為83.4°，電路達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)。

圖5 運(yùn)算放大器幅頻特性

表1對采用相同電路結(jié)構(gòu)的文獻(xiàn)[6]，文獻(xiàn)[8]和本設(shè)計(jì)進(jìn)行性能比較?？梢娫撛O(shè)計(jì)具有良好的綜合性能。

表1 性能比較

4 結(jié) 論

基于SIMC 0.18μm CMOS混合信號工藝制程設(shè)計(jì)的用于Sigma-Delta調(diào)制器的全差分折疊式共源共柵跨導(dǎo)運(yùn)算放大器，通過對電路參數(shù)的優(yōu)化，無需增加電路的復(fù)雜度，在1.8 V的低壓供電環(huán)境下取得良好的綜合性能，完全滿足Sigma-Delta調(diào)制器實(shí)際應(yīng)用需要。

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