基于H-MMC風力發(fā)電系統(tǒng)無差拍電流控制策略

榮飛，潘烙，徐爽，楊光源，周詩嘉

(1. 湖南大學電氣與信息工程學院，長沙410082；2. 中國南方電網(wǎng)超高壓輸電公司檢修試驗中心，廣州510663；3. 南方電網(wǎng)科學研究院，廣州510663)

0 引言

隨著化石能源匱乏和環(huán)境污染問題日趨嚴重，新能源發(fā)電技術受到廣泛關注，同時風電在電網(wǎng)中的滲透率也不斷提高[1]。由于風機容量的不斷擴大，風電變流器受開關器件的耐壓等級的限制，目前多采用多電平的形式來實現(xiàn)大功率風機并網(wǎng)[2]。文獻[3]采用了一種三電平背靠背二極管鉗位型變流器，實現(xiàn)了中壓風機并入三相交流電網(wǎng)。由于電平數(shù)較少，若要實現(xiàn)中高壓需要額外接入變壓器，從而增加了系統(tǒng)體積和成本[4]。文獻[5]搭建了基于級聯(lián)H橋(cascaded H-bridge，CHB)的多電平直驅(qū)永磁風力發(fā)電系統(tǒng)，CHB通過將多個耐壓等級低的H橋串聯(lián)起來實現(xiàn)高壓輸出，安裝、維護簡單。但每個子模塊都需要配備獨立的直流電源，且需設計相應容量的多繞組移相變壓器，成本和系統(tǒng)體積太大。文獻[6]采用背靠背模塊化多電平變流器(back-to-back MMC，BTB-MMC)實現(xiàn)了直驅(qū)永磁風機并網(wǎng)。MMC是近年研究出的一種新型多電平拓撲。與傳統(tǒng)兩電平和三電平變流器相比，MMC具有輸出電壓等級高、功率器件應力低、冗余性好、可拓展性強的特點，無需變壓器即可直接并網(wǎng)，已廣泛應用于中、高壓場合[7]。但MMC低頻時存在子模塊電容電壓波動問題，可通過高頻注入法和功率通道法解決該問題，前者會增加器件電流應力和系統(tǒng)損耗，后者會增加控制復雜度[8 - 10]。

文獻[11]實現(xiàn)了基于模塊化多電平矩陣變流器(modular multilevel matrix converter，M3C)的直驅(qū)永磁風力發(fā)電系統(tǒng)，M3C將常規(guī)的矩陣變流器中的全控雙向功率器件替換成了全橋子模塊串聯(lián)而成的橋臂，也具有模塊化多電平的特點，但內(nèi)部環(huán)流通路較多，控制比較復雜[12]。

文獻[13]提出了一種新型大容量模塊化多電平六邊形變流器。H-MMC結合了MMC和M3C的優(yōu)點：具有模塊化的結構的特點，便于生產(chǎn)、安裝和維護；拓展性強，可通過改變子模塊數(shù)量擴展至任意容量、電平數(shù)和電壓等級，而且無需額外增加變壓器即可并入交流電網(wǎng)；與BTB-MMC和M3C相比，橋臂數(shù)量減少一半，只需要6個橋臂就可以實現(xiàn)兩個頻率不同、幅值不同的交流系統(tǒng)能量的交換，而且省去了中間的直流環(huán)節(jié)，不存在直流故障問題。文獻[14]比較了H-MMC與BTB-MMC橋臂能量波動情況，結果表明H-MMC在低頻工況下優(yōu)勢更明顯，因此非常適用于中壓風力發(fā)電系統(tǒng)。

文獻[15]通過H-MMC將3.3 kV、5 MW直驅(qū)永磁風機并入10 kV交流電網(wǎng)，采用了載波移相(carrier phase shift，CPS)的調(diào)制方式，需要對所有橋臂上的子模塊進行單獨的PI穩(wěn)壓控制，增加了處理器負擔[16]；在橋臂電流跟蹤上采用雙PR控制器，對機側和網(wǎng)側兩種不同的頻率分量分別進行了跟蹤，但由于要配合多組PI調(diào)節(jié)器，PR參數(shù)難以整定，控制比較復雜，降低了系統(tǒng)的動態(tài)性能。文獻[17]研究了在電網(wǎng)電壓跌落至原來的40%后，通過利用H-MMC子模塊分布式電容作為緩沖抑制無功二倍頻波動、抑制負序電流波動和抑制有功二倍頻波動，從而保證器件不會過流，在電網(wǎng)故障消除后能夠在0.2 s內(nèi)達到穩(wěn)態(tài)。

基于以上問題，本文將采用基于無差拍電流控制的方式，不用考慮機側頻率和網(wǎng)側頻率的影響，能夠?qū)虮垭娏鬟M行快速跟蹤；再配合最近電平逼近調(diào)制方式，通過排序法免去了單個子模塊電容電壓平衡的控制，降低了系統(tǒng)控制復雜度。

1 系統(tǒng)拓撲結構與數(shù)學模型

基于H-MMC的風力發(fā)電系統(tǒng)如圖1所示，系統(tǒng)包括一個六邊形變流器，該變流器由6個相同的橋臂組成，每個橋臂由N個全橋子模塊和1個電感L串聯(lián)而成。永磁同步發(fā)電機三相A、B、C 和電網(wǎng)的三相 U、V、W 交替地連接到相鄰兩橋臂連接點上。

圖1 基于H-MMC的風力發(fā)電系統(tǒng)結構圖Fig.1 Structure diagram of wind power generation system based on H-MMC

將H-MMC每個橋臂上的級聯(lián)子模塊等效為一個電壓源，忽略機側的濾波電容Cf和網(wǎng)側的濾波電感Lf，則上述系統(tǒng)可以等效為如圖2所示的簡化電路。

圖2 H-MMC簡化電路Fig.2 Simplified circuit of H-MMC

圖2中，vx、ix(x=1,2,3,…,6)分別為6個橋臂上的電壓和電流，vmi、imi(i=1,2,3)分別為機側A、B、C三相電壓和電流，vgj、igj(j=1,2,3)分別為網(wǎng)側U、V、W三相電壓和電流，vst為中性點電壓。

根據(jù)基爾霍夫電壓定律可以得出各橋臂電壓與機側、網(wǎng)側電壓之間的數(shù)學關系為：

(1)

再根據(jù)網(wǎng)孔電流法分析可得各橋臂電流與機側、網(wǎng)側電流之間的數(shù)學關系為：

(2)

表1 風力發(fā)電系統(tǒng)不同變流器之間的對比Tab.1 Comparison among different converters of wind power system

式中icir為橋臂環(huán)流。

由式(1)和式(2)可知，橋臂電壓中包含機側頻率電壓分量、網(wǎng)側頻率電壓分量以及中性點電壓分量；橋臂電流含有機側頻率電流成分、網(wǎng)側頻率電流成分和環(huán)流，因此若要對該風電系統(tǒng)進行控制，則需要對各成分分別進行相應分析計算。

2 H-MMC與已有變流器的比較

變流器是風力發(fā)電系統(tǒng)的重要組成部分，根據(jù)風力發(fā)電機輸出電壓等級不同，將變流器分為低壓和中壓變流器，適用于1 kV以下的變流器為低壓變流器，適用于1～35 kV的變流器為中壓變流器。表1為風力發(fā)電系統(tǒng)不同變流器之間的對比。

如表1所示，H-MMC適用于中壓場合，與已有的變流器相比，只需6個橋臂即可實現(xiàn)AC/AC變換，無需升壓變壓器，成本較低。此外，H-MMC的低頻特性優(yōu)勢明顯，器件的電壓應力較低，通過多電平技術提高等效開關頻率從而實現(xiàn)較好的輸出電能質(zhì)量。

3 控制策略

3.1 MPPT控制

為提高風能利用率，對風機采用最大功率跟蹤(MPPT)控制。轉(zhuǎn)速參考值ωref(K)可以通過式 (3) 計算得到。

(3)

式中：ωref(K)為轉(zhuǎn)速參考值；λs為最佳葉尖速比；v(K)為當前時刻風速；R為風機葉片半徑。

對風機采用id=0的控制方式，即將d軸分量參考值imd_ref(K)設為0，q軸分量參考值imq_ref(K)通過將參考轉(zhuǎn)速和實際轉(zhuǎn)速作差后經(jīng)過一個PI調(diào)節(jié)器得到：

(4)

式中：ω(K)為風機實際轉(zhuǎn)速；KP1、KI1分別為第1個PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)。

機側三相參考電流imi_ref(K)可由dq軸參考電流imd_ref(K) 、imq_ref(K)進行dq/abc變換得到。

3.2 網(wǎng)側控制

由于網(wǎng)側電壓為一恒定值，當外界風速波動的情況下，風機的輸出功率也會產(chǎn)生波動，需要實時調(diào)整網(wǎng)側電流以滿足有功平衡。

同理，網(wǎng)側電流也先控制dq軸電流igd、igq，本文采用網(wǎng)側功率因數(shù)為1的運行控制方式，即q軸電流參考值igq_ref(K)為0。d軸電流參考值igd_ref(K)可通過將子模塊電容電壓參考值和所有橋臂電容電壓平均值作差經(jīng)過一個PI控制器得到：

(5)

式中：UC_ref(K)為子模塊電容電壓參考值；UC_av(K)為變流器所有子模塊電容電壓平均值；KP2、KI2分別為第2個PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)。

3.3 子模塊電容電壓均衡控制

文獻[15]指出，變流器橋臂x中常量功率Px_const會造成橋臂能量累積，需要注入常數(shù)環(huán)流和中性點電壓來補償系統(tǒng)無功，將其控制為0，具體為：

(6)

式中：Pm、Pg分別為風機發(fā)出的有功和電網(wǎng)吸收的有功，Qm、Qg分別為風機發(fā)出的無功功率和電網(wǎng)吸收的無功功率。

當電網(wǎng)吸收的無功為0時，則注入的常數(shù)環(huán)流參考量icir1_ref以及中性點電壓參考量vst_ref滿足：

(7)

圖3為H-MMC簡化等效電路。因此，式(7)中的icir1_ref(K)與中性點電壓參考值vst_ref(K)可以通過控制奇、偶橋臂間的有功功率得到，具體如式(8)—(9)所示。

圖3 H-MMC簡化等效電路Fig.3 Simplified equivalent circuit of H-MMC

(8)

(9)

式中：UC1,3,5_av(K)、UC2,4,6_av(K)分別為第K個控制周期變流器奇數(shù)橋臂和偶數(shù)橋臂電容電壓的平均值；KP3、KI3、KP4、KI4分別為第3個PI控制器和第4個PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)。

實際系統(tǒng)中，橋臂環(huán)流中除了直流分量icir1外，還存在交流分量icir2。這是由于系統(tǒng)運行時，橋臂的能量總是會存在偏差，在控制奇數(shù)橋臂和偶數(shù)橋臂能量平衡的基礎上，還需控制各個橋臂子模塊電容電壓平衡。本文采用注入交流環(huán)流的方法，其交流分量參考值icir2_ref(K)為：

(10)

式中：vbx(K)為橋臂x的輸出電壓；UCx_av(K)為橋臂x子模塊電容電壓的平均值；KP5為第5個P控制器的比例系數(shù)。

將環(huán)流直流分量參考值與交流分量參考值相加即可得到總的環(huán)流參考值icir_ref(K)。

icir_ref(K)=icir1_ref(K)+icir2_ref(K)

(11)

3.4 橋臂電流無差拍控制

無差拍控制的思路為：根據(jù)系統(tǒng)的反饋信號和狀態(tài)方程以及下一控制周期的輸出參考量來計算下一時刻的開關狀態(tài)。具有一拍即達的特性，能夠?qū)崿F(xiàn)快速跟蹤。將計算得到的機側電流參考值和網(wǎng)側電流參考值以及環(huán)流參考值代入式(2)，計算出橋臂電流參考值。

(12)

圖4 風電系統(tǒng)直接AC/AC并網(wǎng)控制框圖Fig.4 Control block diagram AC/AC connection grid of wind power system

式中：ix_ref(K)為第K個控制周期橋臂x的電流參考值；imi_ref(K)為第K個控制周期機側A、B、C三相電流參考值；igj_ref(K)為第K個控制周期網(wǎng)側U、V、W三相電流。

為了進一步提高控制準確性，對ix_ref進行預測，第K+1個控制周期的橋臂電流參考值ix_ref(K+1)為：

ix_ref(K+1)=2ix_ref(K)-ix_ref(K-1)

(13)

根據(jù)式(12)和式(13)，對橋臂電流進行無差拍跟蹤控制，代入式(1)后可得：

(14)

式中：vx_ref(K)為第K個控制周期橋臂x的電壓參考值；T為控制周期；vmi(K)為第K個控制周期機側A、B、C三相電壓，通過實際測量得到；vgj(K)為第K個控制周期網(wǎng)側U、V、W三相電壓，由式(15)得到。

本文采用最近電平逼近的調(diào)制方式得到各個橋臂上子模塊的控制信號，同時通過排序法可實現(xiàn)單個子模塊電容電壓的平衡。圖4為本文所提風電系統(tǒng)直接AC/AC并網(wǎng)的總體控制框圖。

式中：vg1,2(K)、vg2,3(K)、vg3,1(K)為網(wǎng)側U、V、W三相之間的線電壓。

4 仿真分析

為了驗證本文所提出的控制方法的有效性，本節(jié)根據(jù)MHI Vestas的V164- 10MW海上風電機組參數(shù)，在MATLAB/Simulink中搭建了如圖1所示的基于H-MMC的10 MW直驅(qū)式永磁同步風力發(fā)電系統(tǒng)模型。仿真參數(shù)如表2所示。

表2 仿真參數(shù)Tab.2 Simulation parameters

4.1 穩(wěn)態(tài)仿真

在額定風速下進行穩(wěn)態(tài)仿真分析，分別采用無差拍(deadbeat)控制方法和雙PR控制的仿真結果如圖5所示。

圖5 穩(wěn)態(tài)仿真結果Fig.5 Steady state simulation results

圖5(a)—(d)分別為兩種控制方法下的機側電流和網(wǎng)側電流，幅值分別為2 601 A、810.1 A。當采用雙PR控制時，機、網(wǎng)側電流諧波畸變率分別為4.14%、8.81%。當采用無差拍控制時，傅里葉分析可知，其諧波畸變率分別為1.01%、2.18%，相比電流諧波畸變率分別減少了3.13%和6.63%，滿足電網(wǎng)并網(wǎng)標準(總諧波畸變率≤5%)?？梢娫陬~定風速下采用無差拍控制風機并網(wǎng)質(zhì)量優(yōu)于傳統(tǒng)控制方法。

圖5(e)、(f)分別為兩種控制方法下的橋臂電流跟蹤情況。橋臂電流幅值為2 080 A，采用雙PR控制時瞬時最大跟蹤偏差為150 A，采用無差拍控制時最大偏差為100 A，相比減小了50 A，因而無差拍控制具有更高的控制精度。

圖5(g)、(h)分別為兩種控制方法下的橋臂1上子模塊電容電壓。采用雙PR控制時，子模塊電容電壓在2 600～2 250 V內(nèi)波動，紋波為14%；采用無差拍控制時，子模塊電容電壓在2 580～2 370 V內(nèi)波動，紋波為8.4%，相比減少了5.6%。

4.2 動態(tài)仿真

為觀察風速發(fā)生突變時，兩種控制方法下的動態(tài)跟蹤性能，設定在t=0.3 s時風速從額定風速在0.025 s內(nèi)下降到11.3 m/s，對系統(tǒng)進行動態(tài)仿真分析，結果如圖6所示。

圖6 動態(tài)仿真結果Fig.6 Dynamic simulation results

圖6(a)、(b)分別為兩種方法下風機輸出功率和電網(wǎng)吸收功率。兩種方法下，輸入、輸出功率基本都維持在10 MW左右。但分析結果可知，采用無差拍控制時的功率波動略小，表明系統(tǒng)損耗較低。

圖6(c)—(f)分別為風速變化時兩種控制方法下的機側電流和網(wǎng)側電流。風速變化后，幅值分別為1 461 A、346.8 A。當采用雙PR控制時，機、網(wǎng)側電流諧波畸變率分別為3.92%、15.53%。采用無差拍控制時，傅里葉分析可知，其諧波畸變率分別為1.42%、4.42%，相比電流諧波畸變率分別減少了2.5%和11.11%。由此可以看出無差拍控制應對外界干擾能力比較強，受機側頻率變化影響較小。

圖6(g)、(h)分別為風速變化時兩種控制方法下的橋臂電流跟蹤情況。風速變化后，橋臂電流幅值為1 100 A，采用雙PR控制時瞬時最大跟蹤偏差為150 A，采用無差拍控制時最大偏差為65 A。從中可以看出采用無差拍控制方法，風速發(fā)生變化后，其跟蹤誤差也會明顯減小以達到高跟蹤精度，但傳統(tǒng)控制方法下，跟蹤誤差基本不變，從而導致系統(tǒng)輸入功率降低后，輸出電流諧波含量較大。因而無差拍控制具有更高的控制精度。

5 結語

隨著風機裝機容量的不斷增大，對其并網(wǎng)變流控制提出了更高的要求。H-MMC低頻特性優(yōu)勢明顯，但國內(nèi)外鮮有研究將H-MMC應用于風力發(fā)電領域。本文在現(xiàn)有研究基礎上提出了將無差拍電流控制應用于基于H-MMC的直驅(qū)式永磁同步發(fā)電系統(tǒng)。通過分析橋臂電流、電壓和機側與網(wǎng)側之間的耦合關系，設計出了無差拍的橋臂電流內(nèi)環(huán)和橋臂電壓的電壓外環(huán)。與雙PR控制方法相比，簡化了系統(tǒng)控制復雜度，而且無差拍不受兩側交流頻率波動的影響，因此在風速波動的情況下也能快速響應。另一方面，將無差拍控制與NLM調(diào)制方式相結合，能夠?qū)崿F(xiàn)在開關頻率低的情況下仍能保持諧波含量少。需要說明的是，無差拍控制受參數(shù)影響較大，因而需要進行相應的模型預測，筆者所在實驗室將會對此進行進一步研究。