相位不敏感的100 GHz光子毫米波相干探測(cè)技術(shù)

許煒梁，周擎奕，王繼寬，鄒昱聰，張 教,，朱 敏,

(1.東南大學(xué) 移動(dòng)通信國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，江蘇 南京 210096；2.網(wǎng)絡(luò)通信與安全紫金山實(shí)驗(yàn)室，江蘇 南京 211111)

0 引言

隨著5G時(shí)代的到來(lái)，4K/8K視頻、虛擬現(xiàn)實(shí)、增強(qiáng)現(xiàn)實(shí)、云計(jì)算和物聯(lián)網(wǎng)等應(yīng)用在相當(dāng)大的程度上對(duì)實(shí)時(shí)通信速率提出了更高的要求[1-4]。光無(wú)線融合(FWI)技術(shù)結(jié)合了光纖通信大容量和無(wú)線通信靈活接入的優(yōu)勢(shì)，是滿足這些應(yīng)用需求的關(guān)鍵技術(shù)之一[5]。在未來(lái)的6G時(shí)代，傳統(tǒng)低頻段通信已不能滿足日益劇增的數(shù)據(jù)流量的迫切需求，載波頻率向更高頻率發(fā)展并逐步邁入太赫茲波段是一個(gè)必然的趨勢(shì)[6-9]。由于全電方式產(chǎn)生太赫茲波受制于電子器件的帶寬瓶頸，一般采用光子輔助方式產(chǎn)生太赫茲信號(hào)[5]。為了進(jìn)一步提升傳輸系統(tǒng)容量，一般采用高頻譜效率的調(diào)制格式，比如脈沖幅度調(diào)制(PAM)和正交幅度調(diào)制(QAM)。

QAM信號(hào)的產(chǎn)生需要I/Q調(diào)制器、I/Q不平衡的補(bǔ)償和載波恢復(fù)算法，這大大增加了系統(tǒng)成本和DSP復(fù)雜度。而PAM信號(hào)因?yàn)閮H在幅度上有信息，在相位上沒(méi)有承載信息，所以通過(guò)低成本的強(qiáng)度調(diào)制器就可以產(chǎn)生[10]。文獻(xiàn)[11]基于強(qiáng)度調(diào)制-直接探測(cè)(IM-DD)實(shí)現(xiàn)了在城域網(wǎng)和接入網(wǎng)的PAM4信號(hào)傳輸。但是，直接檢測(cè)只能用較低的接收機(jī)靈敏度得到PAM信號(hào)的幅度信息。為了減少信道色散的影響并提高接收機(jī)靈敏度，可以使用相干探測(cè)代替直接探測(cè)并使用簡(jiǎn)單的DSP算法進(jìn)行恢復(fù)處理[12]。由于使用了強(qiáng)度調(diào)制器，相干系統(tǒng)的成本可以有效降低。文獻(xiàn)[8,9]實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了使用強(qiáng)度調(diào)制相干探測(cè)實(shí)現(xiàn)W波段的PAM-4信號(hào)的無(wú)線傳輸，但是由于產(chǎn)生的PAM-4信號(hào)是相位敏感的，需要額外的載波恢復(fù)算法，增加了DSP復(fù)雜度。另外，以上的工作并沒(méi)有對(duì)設(shè)備參數(shù)進(jìn)行全面的比較和分析，比如激光器線寬，DAC和ADC的分辨率等等。

在本文中，一個(gè)基于強(qiáng)度調(diào)制和相位不敏感的外差相干探測(cè)100 GHz的PAM-4信號(hào)無(wú)線傳輸仿真被實(shí)現(xiàn)，并對(duì)三種不同比特率情形下的設(shè)備參數(shù)進(jìn)行了全面的比較和分析。在發(fā)射端，用馬赫增德?tīng)栒{(diào)制器實(shí)現(xiàn)PAM-4信號(hào)的強(qiáng)度調(diào)制，然后通過(guò)將兩個(gè)自由運(yùn)行的激光器外差拍頻產(chǎn)生100 GHz的無(wú)線信號(hào)。因?yàn)橹挥行盘?hào)的強(qiáng)度被調(diào)制，避免了載波恢復(fù)算法，減少了DSP的復(fù)雜度。本文分為3部分，第1部分對(duì)強(qiáng)度調(diào)制外差相干探測(cè)和DSP的原理進(jìn)行介紹；第2部分展示了仿真平臺(tái)和仿真結(jié)果及分析；第3部分對(duì)文章進(jìn)行總結(jié)。

1 原理

1.1 強(qiáng)度調(diào)制外差相干探測(cè)

在發(fā)射端使用一個(gè)基于鈮酸鋰(LiNbO3)晶體的馬赫增德?tīng)栒{(diào)制器(MZM)，當(dāng)MZM工作在推挽模式時(shí)，上下兩臂的外接電壓幅度相同但電場(chǎng)方向相反，即u1(t)=-u2(t)=u(t)/2。MZM的光場(chǎng)(P)和光功率(E)傳輸函數(shù)的表達(dá)式為[1]

(1)

(2)

式中Vπ是產(chǎn)生π相移的驅(qū)動(dòng)電壓，稱為半波電壓。MZM光場(chǎng)和光功率的傳輸響應(yīng)曲線如圖1所示。在功率的傳輸曲線上有兩個(gè)工作點(diǎn)需要注意，一個(gè)是正交傳輸點(diǎn)，此時(shí)的偏置電壓Vbias=-Vπ/2或Vπ/2，相應(yīng)的輸入電壓的擺幅為Vπ，輸出功率為最大功率的一半；另一個(gè)是最小傳輸點(diǎn)，此時(shí)的偏置電壓Vbias=-Vπ或Vπ，相應(yīng)的輸入電壓的擺幅為2Vπ，輸出功率為0。若MZM偏置在最小傳輸點(diǎn)，當(dāng)輸入電壓經(jīng)過(guò)該點(diǎn)時(shí)，除了幅度被調(diào)制以外，還發(fā)生了π的相位跳變，所以在接收端需要使用載波恢復(fù)算法來(lái)恢復(fù)相位，這種情況被稱之為相位敏感。由圖1的曲線可以看出MZM是一個(gè)非線性調(diào)制器，當(dāng)最小傳輸點(diǎn)的輸入電壓的擺幅小于2Vπ時(shí)可以避免失真。若MZM偏置在正交點(diǎn)且輸入的電壓擺幅小于Vπ，那么就只實(shí)現(xiàn)了幅度調(diào)制，避免了載波恢復(fù)算法，減少了DSP復(fù)雜度，這種情況被稱之為相位不敏感，但是該點(diǎn)的線性區(qū)比最小傳輸點(diǎn)的線性區(qū)要小，從而導(dǎo)致該點(diǎn)OSNR的靈敏度相比最小傳輸點(diǎn)要小。

圖1 MZM調(diào)制器的光場(chǎng)和光功率的傳輸函數(shù)曲線

外差拍頻產(chǎn)生THz信號(hào)的方案如圖2中無(wú)線傳輸之前所示，兩路獨(dú)立的激光器ECL-1和ECL-2各自發(fā)出光信號(hào)，其中一路調(diào)制傳輸信號(hào)，隨后兩路光信號(hào)耦合進(jìn)入光電探測(cè)器(PD)。利用具有平方率特性的PD，兩路光信號(hào)之間進(jìn)行拍頻，可以產(chǎn)生載波頻率為兩路光頻率之差的太赫茲信號(hào)。由于兩路光源獨(dú)立，因此會(huì)造成頻率漂移現(xiàn)象，存在相位噪聲。但這種方案結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本不高，能靈活產(chǎn)生所需要的太赫茲信號(hào)，并且產(chǎn)生的相位噪聲在接收端可以通過(guò)數(shù)字信號(hào)處理算法補(bǔ)償。下面對(duì)外差拍頻產(chǎn)生THz信號(hào)進(jìn)行理論分析。

圖2 外差拍頻產(chǎn)生太赫茲信號(hào)和外差相干探測(cè)方案

假設(shè)兩路激光器輸出的光信號(hào)分別表示為

(3)

式中A1和A2分別代表兩路光信號(hào)的幅度，f1和f2分別代表光信號(hào)的頻率，θ1(t)和θ2(t)分別代表各激光器的初始相位信息，其中第一路光經(jīng)過(guò)數(shù)據(jù)信息調(diào)制后，表示為

Es(t)=A1S(t)exp[j2πf1t+jθ1(t)]，

(4)

式中S(t)代表調(diào)制的PAM信號(hào)，隨后兩路光信號(hào)在耦合器中耦合，信號(hào)為

(5)

進(jìn)入PD后，兩路光拍頻產(chǎn)生的光電流可以表示為

(6)

式中R代表PD的響應(yīng)度。

式(6)可以簡(jiǎn)化為

(7)

式中fΔ代表f1和f2之差，θΔ(t)代表θ1(t)和θ2(t)之差，控制兩路激光器輸出的光頻率差，可以得到所需要的太赫茲頻率fTHz。

圖2為無(wú)線傳輸之后外差相干探測(cè)的示意圖，利用一個(gè)本振源RF和一個(gè)混頻器(Mixer)實(shí)現(xiàn)太赫茲信號(hào)的下變頻。通常本振源的頻率遠(yuǎn)低于接收到的太赫茲信號(hào)的頻率，因此需要使用額外的倍頻器進(jìn)行倍頻，再在混頻器中與太赫茲信號(hào)混頻至中頻IF，隨后中頻信號(hào)IF經(jīng)示波器采集并進(jìn)行解調(diào)。外差相干探測(cè)需要額外的射頻源和混頻器，成本較高，但是具有很高的接收靈敏度，并且在接收端可以利用DSP算法補(bǔ)償傳輸中的噪聲。

1.2 發(fā)送端和接收端DSP流程

1.2.1 發(fā)送端。發(fā)送端生成PAM-4符號(hào)的離線DSP流程圖如圖3(a)所示。首先將PAM-4符號(hào)映射成{0,1,2,3}，經(jīng)過(guò)2倍上采樣后，用一個(gè)根升余弦濾波器(RRC)進(jìn)行脈沖成形以減少信號(hào)帶寬。脈沖成形是解決窄帶寬設(shè)備的帶寬受限和符號(hào)間干擾(ISI)的有效方法[13]。成形之后的數(shù)據(jù)送入到DAC進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換。

1.2.2 接收端。接收端恢復(fù)PAM-4的離線DSP流程圖如圖3(b)所示。首先將經(jīng)過(guò)ADC的數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行數(shù)字下變頻操作以下變頻至基帶信號(hào)，然后進(jìn)行重采樣操作使得1個(gè)符號(hào)有2個(gè)采樣點(diǎn)。由于在實(shí)際系統(tǒng)中，本地的采樣時(shí)鐘與發(fā)射機(jī)信號(hào)時(shí)鐘并不同步，所以ADC的采樣點(diǎn)多數(shù)情況下并非信號(hào)的最佳采樣點(diǎn)。采用數(shù)字平方濾波時(shí)鐘恢復(fù)算法，通過(guò)提取出信號(hào)異步采樣序列相應(yīng)的定時(shí)誤差相位來(lái)重新定義時(shí)鐘，找到最佳插值點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)信號(hào)時(shí)鐘恢復(fù)[14]。時(shí)鐘恢復(fù)后，為了補(bǔ)償偏振模色散，先采用恒模算法(CMA)進(jìn)行預(yù)收斂，然后采用4個(gè)參考模值的級(jí)聯(lián)多模算法(CMMA)進(jìn)行進(jìn)一步的信道均衡[15,16]。其中，4個(gè)參考模值分別為A1=0.5(R1+R2)，A2=0.5(R3-R1)，A3=0.5(R4-R2)和A4=0.5(R4-R3)，經(jīng)過(guò)迭代，最終PAM4信號(hào)的誤差接近于零。由于相位不敏感情況下只有幅度上有信息，所以不需要使用載波恢復(fù)算法來(lái)恢復(fù)相位信息，直接可以從恢復(fù)的圓環(huán)信息中進(jìn)行判決。

圖3 (a)相位不敏感發(fā)送端DSP流程圖(b)相位不敏感接收端DSP流程圖

2 仿真及結(jié)果分析

2.1 仿真平臺(tái)

如圖4所示為基于強(qiáng)度調(diào)制外差相干探測(cè)的相位不敏感PAM-4太赫茲信號(hào)產(chǎn)生和無(wú)線傳輸?shù)姆抡嫫脚_(tái)。長(zhǎng)度為213的5.75 GBd的PAM-4信號(hào)由圖3(a)的發(fā)送端DSP得到，4個(gè)符號(hào)被映射成{0,1,2,3}，其中RRC的滾降因子α為0.4，DAC的分辨率為8位，采樣率為92 GSa/s。在中心局，激光器ECL-1產(chǎn)生穩(wěn)定而連續(xù)的光載波，波長(zhǎng)為1553.6 nm，DAC輸出的信號(hào)經(jīng)過(guò)電放大器放大后通過(guò)MZM調(diào)制在光載波上，MZM被偏置在正交傳輸點(diǎn)，半波電壓Vπ為2 V。被調(diào)制的光載波經(jīng)過(guò)EDFA放大器對(duì)功率損耗進(jìn)行補(bǔ)償后，注入25 km的標(biāo)準(zhǔn)單模光纖(SSMF)鏈路中進(jìn)行傳輸，再通過(guò)光衰減器VOA-1實(shí)現(xiàn)對(duì)接收光功率(ROP)的控制。在基站單元，激光器ECL-2作為本振光源，波長(zhǎng)為1552.8 nm，通過(guò)光耦合器OC進(jìn)行耦合。圖5(a)為頻率差為100 GHz的兩束激光耦合的光譜。經(jīng)過(guò)一個(gè)光衰減器VOA-2實(shí)現(xiàn)對(duì)進(jìn)入PD的輸入光功率(IOP)的控制。經(jīng)過(guò)PD外差拍頻后產(chǎn)生100 GHz的太赫茲無(wú)線信號(hào)，通過(guò)一對(duì)喇叭天線(HAs)進(jìn)行太赫茲信號(hào)的無(wú)線傳輸。這里我們只考慮了背靠背的無(wú)線傳輸情況。在用戶端，接收到的太赫茲信號(hào)與一個(gè)60 GHz的射頻源通過(guò)一個(gè)混頻器進(jìn)行混頻操作，混頻之后產(chǎn)生40 GHz的中頻信號(hào)。圖5(b)為40 GHz中頻信號(hào)的電譜，圖中的頻率調(diào)制現(xiàn)象是由帶通濾波器的濾波效應(yīng)造成的。得到的中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)電放大器放大后被采樣率為80 GSa/s的示波器捕獲，然后進(jìn)行如圖3(b)所示的離線DSP處理。圖5(c)，(d)，(e)分別為經(jīng)過(guò)下采樣、時(shí)鐘恢復(fù)和信道均衡后的星座圖?？梢钥闯觯捎趝0,1,2,3}的映射關(guān)系，最終星座點(diǎn)收斂成4個(gè)圓環(huán)，中間最小的圓環(huán)半徑接近于零，激光器線寬造成的相位噪聲引起了星座點(diǎn)的旋轉(zhuǎn)。不過(guò)由于相位上沒(méi)有承載信息，所以避免了載波的相位恢復(fù)，每一個(gè)環(huán)就代表PAM-4信號(hào)的一個(gè)幅度。

圖4 基于強(qiáng)度調(diào)制的相位不敏感外差相干探測(cè)的PAM-4太赫茲信號(hào)產(chǎn)生和無(wú)線傳輸?shù)姆抡嫫脚_(tái)

圖5 (a) 頻率差為100 GHz的兩束激光耦合的光譜; (b) 40 GHz中頻信號(hào)的電譜; (c) 下采樣; (d) 時(shí)鐘恢復(fù); (e) 信道均衡

2.2 仿真結(jié)果

本論文分別對(duì)波特率為2.875、5.75和11.5 GBd的100 GHz PAM-4信號(hào)無(wú)線傳輸?shù)腂ER性能進(jìn)行了全面的仿真。仿真參數(shù)包括滾降因子、激光器線寬、DAC分辨率、ADC分辨率、接收光功率(ROP)和輸入光功率(IOP)。這里選擇3.8×10-3作為誤比特率BER的參考門限值。誤比特率BER和脈沖成形滾降因子α的關(guān)系仿真曲線如圖6(a)所示。脈沖成形是解決帶寬受限設(shè)備符號(hào)間干擾的有效方法，代價(jià)是信號(hào)的帶寬增大?？梢钥闯霎?dāng)α為0，即信號(hào)通過(guò)一個(gè)奈奎斯特濾波器時(shí)，系統(tǒng)性能最差。這是因?yàn)楸M管奈奎斯特濾波器可以使得信號(hào)的帶寬最小，但與此同時(shí)信號(hào)也更容易受到定時(shí)誤差的影響，受ISI的影響更大。

圖6 誤比特率分別與(a)滾降因子(b)線寬(c)偏置電壓(d)驅(qū)動(dòng)電壓的關(guān)系曲線

由圖6(a)還可以看出當(dāng)波特率為11.5 GBd時(shí)，性能最佳的α約為0.4，由于系統(tǒng)帶寬受限，當(dāng)α大于0.4時(shí)，系統(tǒng)的性能開(kāi)始惡化。而對(duì)于2.875和5.75 GBd的低波特率情況，當(dāng)滾降因子大于0.4時(shí)，系統(tǒng)的性能一直保持最佳狀態(tài)。所以，我們選擇滾降因子α=0.4。圖6(b)分別給出了三種波特率情況下ECL-1和ECL-2的激光器線寬和BER的關(guān)系，可以看出當(dāng)激光器線寬達(dá)到105KHz時(shí)，系統(tǒng)的BER性能開(kāi)始變差，所以選擇104KHz作為最佳的激光器線寬。圖6(c)和(d)分別顯示了三種波特率情況下MZM偏置電壓、驅(qū)動(dòng)電壓和BER的關(guān)系。本仿真中MZM的半波電壓Vπ設(shè)置為2 V，當(dāng)偏置電壓和驅(qū)動(dòng)電壓分別為1 V和0.26 V時(shí)，系統(tǒng)的BER性能是最佳的。當(dāng)MZM的驅(qū)動(dòng)電壓保持在最佳狀態(tài)不變，改變偏置電壓的值，或者保持MZM的最佳偏置電壓不變，改變驅(qū)動(dòng)電壓的值，系統(tǒng)的性能都會(huì)急劇惡化。所以，當(dāng)改變其中一個(gè)參數(shù)時(shí)，另一個(gè)參數(shù)也要隨之改變，以使系統(tǒng)的性能最佳。

由于在發(fā)送端信號(hào)進(jìn)行了脈沖成形，2位的DAC不能實(shí)現(xiàn)產(chǎn)生PAM-4信號(hào)。由圖7(a)可以看出，3位的DAC就可以使得BER保持在門限值3.8×10-3以下，并且當(dāng)DAC的位數(shù)繼續(xù)增大時(shí)，系統(tǒng)的BER保持穩(wěn)定。圖7(b)所示的ADC分辨率與BER的關(guān)系曲線與圖7(a)類似，當(dāng)ADC位數(shù)大于3時(shí)，三種波特率情況下的BER都小于門限值3.8×10-3。圖7(c)顯示了接收光功率(ROP)和BER的關(guān)系曲線，ROP指的是進(jìn)入光耦合器OC之前的光功率，可以用來(lái)衡量接收機(jī)的靈敏度?？梢钥闯?，提高ROP是提升BER性能的有效方式。和波特率為11.5 GBd的情況相比，2.875 GBd和5.75 GBd的系統(tǒng)分別獲得了6.5 dB和3.5 dB的接收機(jī)靈敏度增益，并且它們的最佳ROP為-32 dBm。隨著波特率的增大，系統(tǒng)性能越來(lái)越差，此時(shí)需要增大ROP來(lái)提升系統(tǒng)的性能。圖7(d)顯示了BER和輸入光功率(IOP)的關(guān)系曲線，IOP是指進(jìn)入PD的光功率。在三種不同的波特率情況下，保持ROP為-32 dBm不變，相比波特率為11.5 GBd的情況，2.875 GBd和5.75 GBd的系統(tǒng)分別得到5 dB和3 dB的功率增益。

圖7 誤比特率分別與(a)DAC分辨率； (b) ADC分辨率； (c) 接收光功率；(d) 輸入光功率的關(guān)系曲線

3 結(jié)論

本文中我們基于強(qiáng)度調(diào)制和相位不敏感的外差相干探測(cè)，分別對(duì)2.875、5.75、11.5 GBd三種不同比特率的100 GHz的PAM4信號(hào)無(wú)線傳輸進(jìn)行了仿真，全面比較了各個(gè)設(shè)備參數(shù)與BER性能的關(guān)系，包括滾降因子、激光器線寬、MZM偏置電壓和驅(qū)動(dòng)電壓、DAC和ADC分辨率、ROP以及IOP。隨著比特率的增加，誤碼性能隨之下降。這些仿真對(duì)于光子輔助的太赫茲波段電光器件的設(shè)計(jì)具有重要的指導(dǎo)意義。