光伏直流升壓匯集系統(tǒng)的模型降階啟動控制策略

田艷軍，魏石磊，王毅，王慧，陳波，張國豪，2

(1.新能源電力系統(tǒng)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(華北電力大學(xué))，河北省保定市 071003；2. 國網(wǎng)鞍山供電公司，遼寧省鞍山市 114000)

0 引 言

隨著環(huán)境的惡化及化石能源的枯竭，太陽能發(fā)電以其清潔、無污染、取之不盡的特點(diǎn)得到了迅猛發(fā)展。換流器在大規(guī)模光伏發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)中發(fā)揮了重要作用。模塊化多電平換流器(modular multilevel converter, MMC)可靠性高、擴(kuò)展能力強(qiáng)、開關(guān)損耗小、輸出電壓波形好，因而成為高壓大容量柔性直流輸電系統(tǒng)中換流器的首選[1-2]。

系統(tǒng)的平穩(wěn)啟動是光伏直流升壓匯集系統(tǒng)能否正常運(yùn)行的前提和基礎(chǔ)。這就需要合適的啟動策略將DC/DC變流器輸出側(cè)電容及MMC的子模塊電容進(jìn)行預(yù)充電，并對變流器進(jìn)行有序解鎖，從而減少系統(tǒng)啟動過程對自身及電網(wǎng)造成的電氣沖擊。DC/DC變流器可以通過串電阻啟動也可通過輔助電路啟動，但前者會增加啟動損耗也降低了可靠性，后者使得電路控制更加復(fù)雜[3-4]。文獻(xiàn)[5]提出了逐步增加輸入側(cè)占空比的預(yù)充電方法，使DC/DC變流器輸出側(cè)電容平滑上升到額定值，且不需要增加外部電路。MMC的啟動可以分為自勵和他勵2種方式。采用他勵方式，需要額外的輔助電源，增加了充電成本[6]。一般采用自勵的充電方式[7-14]，即交流線路通過限流電阻為MMC子模塊電容進(jìn)行充電，充電過程劃分為不控充電和可控充電2個階段。文獻(xiàn)[7-8]分析了單端及雙端有源MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和充電特點(diǎn)，可控充電階段采用將單個子模塊電容逐一充電至額定值的方式，雖然能滿足預(yù)充電要求但是充電耗時較長。文獻(xiàn)[9-11]中多端系統(tǒng)預(yù)充電的可控充電階段采用了雙閉環(huán)控制策略，其中外環(huán)參考電壓加入了斜率控制，使電容電壓從第一階段的終值按照設(shè)定斜率逐步穩(wěn)定地上升到額定值。文獻(xiàn)[12]在此基礎(chǔ)上考慮了冗余模塊，提出了電容協(xié)同預(yù)充電控制策略。文獻(xiàn)[13]針對基于MMC的并聯(lián)式多端柔性直流系統(tǒng)，提出了預(yù)充電方式識別及切換的系統(tǒng)協(xié)調(diào)控制策略。現(xiàn)有文獻(xiàn)大多采用DC/DC單獨(dú)預(yù)充電或者是MMC單獨(dú)預(yù)充電，而光伏匯集系統(tǒng)為了節(jié)約成本，不采用直流斷路器，交流線路對2種換流器同時預(yù)充電。文獻(xiàn)[14]按MMC兩階段雙閉環(huán)充電方式為MMC及DC/DC級聯(lián)的光伏直流匯集系統(tǒng)進(jìn)行充電，但是并沒有針對該系統(tǒng)獨(dú)有的充電特性進(jìn)行分析。

本文首先對光伏直流升壓匯集系統(tǒng)進(jìn)行簡介，分析該系統(tǒng)的預(yù)充電拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。選取交流側(cè)線電壓為DC/DC輸出側(cè)電容及MMC子模塊電容進(jìn)行兩階段預(yù)充電方案，并在可控階段對電壓外環(huán)采用比例(P)控制，消除穩(wěn)態(tài)誤差的基礎(chǔ)上，降低系統(tǒng)等效模型的階數(shù)，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，并改善動態(tài)性能。最后，通過仿真驗(yàn)證所提控制策略的可行性。

1 光伏直流升壓匯集接入系統(tǒng)介紹

光伏直流升壓匯集系統(tǒng)主要由光伏發(fā)電單元、DC/DC升壓模塊、MMC變流器、變壓器、電網(wǎng)組成。圖1為簡化后的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。圖中PV為光伏發(fā)電單元，Zdc為直流母線線路阻抗，R為交流側(cè)接入的限流電阻，其用于預(yù)充電中限制過沖電流，Sk為控制R接入或斷開的交流斷路器，L0、R0分別為交流側(cè)等效電阻和電感，Ug表示電網(wǎng)電壓。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡化框圖Fig.1 Block diagram of system structure

系統(tǒng)中包含3個光伏發(fā)電單元及3個相應(yīng)的DC/DC升壓模塊。DC/DC升壓模塊用來升高光伏輸出電壓，采用光伏最大功率跟蹤控制，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。圖2中Upv為光伏陣列輸出電壓，Udc為直流母線電壓，Cdi(i=1,2,3)為DC/DC升壓模塊的輸出側(cè)電容。

圖2 DC/DC升壓模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 DC/DC boost module topology

MMC變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。MMC有6個橋臂，Ls是橋臂等效電感，SM是MMC的子模塊，每個橋臂的子模塊數(shù)為n。每個子模塊均由2個功率開關(guān)管T1、T2，2個二極管D1、D2及1個電容器C組成，其中電容器電壓用uc表示。MMC變流器采用定直流電壓的雙閉環(huán)控制，對子模塊采用載波移相控制，并配合均壓及環(huán)流抑制策略。

圖3 MMC模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.3 MMC module topology

2 系統(tǒng)預(yù)充電方案

光伏直流升壓匯集系統(tǒng)的DC/DC升壓模塊輸出側(cè)電容及MMC子模塊電容均需充電，為了充電方便且節(jié)約成本預(yù)充電采用自勵的方式，有以下2類預(yù)充電方案[14-15]：

(1)直流母線安裝直流斷路器，初始直流母線處于斷開狀態(tài)，分別對DC/DC升壓模塊及MMC進(jìn)行預(yù)充電，充電完成后再接通直流線路；

(2)采用一定控制策略使交流線路為MMC充電，同時經(jīng)直流母線為DC/DC升壓模塊進(jìn)行充電。

對于方案(1)，其流程如圖4所示，首先斷開直流線路，光伏側(cè)通過控制DC/DC變流器，逐漸將輸出側(cè)電容電壓提高至額定值，限流電阻用來限制充電電流的大小[3]。同時MMC由交流線路經(jīng)限流電阻進(jìn)行充電，按兩階段充電的方式將子模塊電容快速平穩(wěn)地充電到額定值。兩端充電均完成后，直流母線兩端的電壓值相等，此時接通直流線路不會造成電氣沖擊。但是此方案除DC/DC升壓模塊及MMC模塊各自啟動所需設(shè)備外，還需要加裝直流斷路器來控制直流線路的通斷，增加了額外的成本。

圖4 兩端分別啟動的啟動流程圖Fig.4 Flow chart of starting separately at both ends

方案(2)是從交流側(cè)向直流側(cè)進(jìn)行充電，其啟動流程如圖5所示。預(yù)充電期間直流線路始終保持連接狀態(tài)，不控充電階段DC/DC升壓模塊及MMC閉鎖，交流線路通過限流電阻為DC/DC升壓模塊輸出側(cè)電容及MMC子模塊電容充電。直流母線電壓接近交流線路線電壓峰值時，解鎖MMC，進(jìn)入可控充電階段，即MMC采用帶斜率控制的定電壓控制策略，使直流母線電壓逐漸上升到額定值。本方案中無需加裝直流斷路器，節(jié)約了成本，且交流線路電壓等級更高，充電更為迅速穩(wěn)定，所以本系統(tǒng)基于方案(2)進(jìn)行預(yù)充電。

圖5 交流側(cè)預(yù)充電流程圖Fig.5 Flow chart of AC side pre-charging

3 系統(tǒng)軟啟動過程分析

采用交流側(cè)線電壓對MMC及DC/DC模塊進(jìn)行預(yù)充電的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與僅為MMC預(yù)充電的拓?fù)漭^為相近，僅增加了直流側(cè)大電容及直流線路阻抗。因此預(yù)充電過程也可分為不控充電階段與可控充電階段，該過程中DC/DC升壓模塊始終處于閉鎖狀態(tài)。

3.1 不控充電階段

不控充電階段，充電過程示意圖如圖6所示。MMC子模塊的開關(guān)信號閉鎖，交流系統(tǒng)通過線電壓充電的方式經(jīng)SM的反并聯(lián)二極管對子模塊電容進(jìn)行充電，同時經(jīng)直流線路為DC/DC模塊輸出側(cè)電容充電。以線電壓uac向SM電容及DC/DC模塊電容充電為例進(jìn)行分析。ui(i=a,b,c)表示交流側(cè)相電壓，根據(jù)圖6，可以看出相電壓ua大于uc，電流流向如圖中箭頭所示,a相上橋臂及c相下橋臂所有SM的D2導(dǎo)通，為電流提供通路，電容不充電，a相下橋臂及c相上橋臂所有SM的D1導(dǎo)通，為電容進(jìn)行充電，同時線電壓uac通過a相上橋臂及c相下橋臂通路為直流側(cè)電容進(jìn)行充電。為避免不控充電階段電流過大對功率器件造成損壞，需要在交流線路中接入限流電阻來抑制電流及電壓過沖。

圖6 不控充電階段示意圖Fig.6 Diagram of uncontrolled charging stage

不控充電階段電路系統(tǒng)可以近似等效為零狀態(tài)響應(yīng)的一階RC電路[9]，單橋臂SM電容電壓總值可以表示為

(1)

式中：upm代表交流側(cè)相電壓幅值；τ為時間常數(shù)。充電過程中，限流電阻在一階RC電路中等效為2R，MMC的6個橋臂進(jìn)行輪換充電，每個周期內(nèi)單個橋臂的充電時間均占1/3，因此從直流側(cè)看進(jìn)去相當(dāng)于6個橋臂為并聯(lián)關(guān)系，而直流側(cè)電容與MMC橋臂也為并聯(lián)關(guān)系，所以充電等效電容Cq及時間常數(shù)τ可以表示為：

Cq=6C/N+Cd/3

(2)

τ=2RCq

(3)

不控充電階段直流母線電壓最高達(dá)到交流線電壓峰值，文獻(xiàn)[9]對此進(jìn)行了詳細(xì)的介紹說明，本文在此不再贅述。

圖7為直流母線電壓不控充電時的實(shí)際值與一階RC電路理論值的對比情況。根據(jù)圖7可以看出，不控充電階段，直流母線電壓的實(shí)際值在電壓較低時與理論值基本一致，在電壓較高時充電速度及最終值要低于理論值。對于MMC的子模塊電容，每個周期內(nèi)雖然單橋臂有1/3的時間在充電，但是有2/3的時間通過IGBT緩慢放電。當(dāng)電容電壓較小時，充電速度遠(yuǎn)大于放電速度，放電基本可以忽略，當(dāng)電容電壓接近最大值時充電速度與放電速度的差值越來越小。

圖8為不控充電階段交流電流波形圖。根據(jù)圖8可以看出，充電電流逐漸減小，且減小的速度越來越緩慢，小到一定程度后，很難繼續(xù)減小，8～20 s維持在 2 A左右，這樣限流電阻上就存在幾百V的壓降，電容電壓無法達(dá)到線電壓峰值。所以，不控充電階段很難充電至線電壓峰值，且越接近該值充電速度越慢。

圖7 直流母線電壓實(shí)際值與理論值波形圖Fig.7 Waveform of practical and theoretical value of DC bus voltage

圖8 交流母線電流波形圖Fig.8 Waveform of AC bus current

RC一階電路的充電模型能較好地反應(yīng)不控充電階段的充電趨勢，但最大值附近比實(shí)際值偏高?？梢钥紤]充電至接近線電壓峰值時(90%以上)，即可進(jìn)入可控充電階段，可達(dá)到一定的充電效果且節(jié)省大量的充電時間。

3.2 可控充電階段

文獻(xiàn)[10-11]詳細(xì)研究了MMC的預(yù)充電過程，考慮了電壓調(diào)制比，得到了不控充電階段子模塊電容能充電到額定值69%～82%的結(jié)論。不控充電結(jié)束后，直流母線電壓仍低于額定電壓，需要采用一定的控制策略將所有子模塊電容及DC/DC模塊電容沖電到額定值，此過程稱為可控充電階段。

可控充電階段，針對單端及多端MMC的預(yù)充電多采用雙閉環(huán)充電策略來提升電壓，使MMC各模塊間電容能量能夠保持相對均勻穩(wěn)步上升，系統(tǒng)解耦后的d軸簡要控制框圖[16]如圖9所示。

圖9 MMC系統(tǒng)預(yù)充電控制框圖Fig.9 Diagram of pre-charge control for MMC system

其中Udcref及Udc分別表示直流母線電壓參考值及實(shí)際值，Udc0為電壓參考值的初始值，ramp為斜坡控制器，Gc表示電流內(nèi)環(huán)的傳遞函數(shù)，系統(tǒng)中內(nèi)外環(huán)的控制器均為PI控制器，且外環(huán)電壓參考值從Udc0開始按設(shè)定斜率逐漸增大到直流電壓額定值。

根據(jù)圖9，可以得到系統(tǒng)電壓外環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)G1：

(4)

(5)

式中：Kp1和Ki1分別表示電壓外環(huán)PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；Kp和Ki分別表示電流內(nèi)環(huán)PI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)。G1可以按照II型系統(tǒng)進(jìn)行設(shè)計(jì)，Gc為簡化后電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)。

本文系統(tǒng)的可控充電階段也采用雙閉環(huán)控制策略，預(yù)充電階段直流母線側(cè)為大電容，所以電壓外環(huán)可以采用比例控制代替比例積分(PI)控制，降低系統(tǒng)模型階次，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，其控制框圖如圖10所示，其中Kp1為外環(huán)比例控制器參數(shù)。

圖10 直流升壓系統(tǒng)預(yù)充電控制框圖Fig.10 Block diagram of pre-charge control for DC boost system

根據(jù)圖10可以得到系統(tǒng)電壓外環(huán)的傳遞函數(shù)為G2，其控制參數(shù)可以按照典型的I型系統(tǒng)進(jìn)行設(shè)計(jì)。

(6)

對比G1與G2可以看出本文所提控制策略使系統(tǒng)階次更低，更便于控制參數(shù)的選取及系統(tǒng)的穩(wěn)定[17]，且無需斜坡控制，省去了斜坡參數(shù)[18]的設(shè)計(jì)。G1與G2的對比Bode圖及根軌跡圖如圖11、12所示。

根據(jù)圖11幅頻特性曲線，可以看出G1的低頻段增益高于G2的低頻段增益，表示采用比例積分控制的系統(tǒng)響應(yīng)速度更快。根據(jù)圖11相頻特性曲線，G2的相角裕度要大于G1的相角裕度，表示采用比例控制的系統(tǒng)穩(wěn)定性更好。G1的相頻曲線在低頻段時相角在-180°到-90°內(nèi)變化，G2的相頻曲線在低頻段基本保持在-90°，在參數(shù)設(shè)計(jì)時要求系統(tǒng)具有一定的相位裕度，所以G2的參數(shù)比G1的參數(shù)更容易設(shè)計(jì)。圖12中放大了根軌跡有明顯區(qū)別的部分，該部分G2的根軌跡在實(shí)軸上，而G1的根軌跡OA段含有虛軸分量，且靠近虛軸的OB實(shí)軸段無根軌跡，所以G2的穩(wěn)定性要優(yōu)于G1的穩(wěn)定性。綜合來看，可控充電階段采用比例控制的系統(tǒng)響應(yīng)速度略慢，但是穩(wěn)定性良好，控制器參數(shù)更容易設(shè)計(jì)，且無需斜率控制器。

圖11 G1與G2的Bode圖對比Fig.11 Comparison of Bode between G1 and G2

圖12 G1與G2的根軌跡圖對比Fig.12 Comparison of Nyquist between G1 and G2

可控充電階段，直流側(cè)尚未啟動，相當(dāng)于僅為電容元件充電，在外環(huán)比例調(diào)節(jié)器控制下，當(dāng)直流母線電壓低于額定電壓時，參考電壓與實(shí)際電壓差值為正，電容充電，當(dāng)直流母線高于額定電壓時，參考電壓與實(shí)際電壓差值為負(fù)，電容放電。選取合適的控制參數(shù)并配合一定的限幅，可以保證DC/DC模塊輸出側(cè)電容電壓逐步上升，最終維持在額定電壓附近。同時MMC子模塊電容電壓隨直流側(cè)電壓的上升而上升，最終達(dá)到額定值附近。

初始狀態(tài)下閉鎖DC/DC模塊及MMC，接入限流電阻，進(jìn)入不控整流階段，當(dāng)檢測到電壓大于額定值的90%后，進(jìn)入可控充電階段，采用本文所提電壓外環(huán)比例控制的雙閉環(huán)控制策略，當(dāng)直流母線電壓達(dá)到額定值后，斷開限流電阻，MMC切換到正常運(yùn)行控制模式同時解鎖DC/DC升壓模塊，系統(tǒng)軟啟動完成，進(jìn)入正常平穩(wěn)運(yùn)行狀態(tài)。

4 算例仿真

在MATLAB/Simulink中搭建了光伏直流升壓匯集系統(tǒng)的啟動仿真模型，其主要參數(shù)見表1。為了驗(yàn)證可控充電階段電壓外環(huán)采用比例控制可以實(shí)現(xiàn)電壓平穩(wěn)上升且穩(wěn)定性更好，分別在采用外環(huán)電壓斜率控制及不采用斜率控制下進(jìn)行仿真，對比分析了比例積分控制及比例控制2種控制方式下的系統(tǒng)啟動過程。

表1 仿真模型主要參數(shù)Table 1 Main parameters of simulation model

在電壓外環(huán)使用斜率控制器的條件下，對采用PI控制與P控制下的系統(tǒng)進(jìn)行軟啟動仿真對比分析。圖13(a)為2種控制方式下子模塊電容電壓波形對比圖；圖13(b)為2種控制方式下直流母線電壓的波形對比圖；圖13(c)為直流線路電流波形對比圖；圖13(d)為交流線路d軸分量波形對比圖。

根據(jù)圖13(a)、(b)可以看出，電壓外環(huán)采用PI控制時，可控充電階段子模塊電容電壓及線路電壓能夠按設(shè)定斜率上升，但額定值附近會產(chǎn)生一個超調(diào)。采用比例控制時，可控充電階段子模塊電容電壓及線路電壓雖然不能準(zhǔn)確跟蹤設(shè)定值，但是也能按照一定斜率上升。采用比例控制的系統(tǒng)，電容電壓上升斜率相對較慢，但是其達(dá)到額定值附近幾乎沒有超調(diào)，所以其穩(wěn)定性更好且穩(wěn)定在額定值所用時間更短。

圖13 斜率控制下系統(tǒng)仿真對比圖Fig.13 Comparison diagram of system simulation under slope control

規(guī)定電流方向從直流側(cè)流向交流側(cè)為正，從交流側(cè)流向直流側(cè)為負(fù)。結(jié)合圖13(c)、(d)，0～4 s為不控充電階段，隨電壓升高電流逐漸減小。4 s進(jìn)入可控充電階段，電容電壓按斜率上升。6.5 s左右，電壓穩(wěn)定在額定值，且采用比例控制的系統(tǒng)更早達(dá)到穩(wěn)定值。此時采用比例控制的系統(tǒng)相對比例積分控制的系統(tǒng)交直流線路電流的超調(diào)量也更小。7 s時解鎖DC/DC模塊，光伏接入系統(tǒng)同時切除限流電阻，系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)運(yùn)行狀態(tài)。此時，根據(jù)圖13(d)可以看出電流由0變?yōu)?.3 pu。根據(jù)表1，每個光伏的額定功率為系統(tǒng)額定功率的0.1倍，3個光伏都實(shí)現(xiàn)了最大功率跟蹤，總功率為系統(tǒng)額定值的0.3倍，即電流標(biāo)幺值為0.3 pu。

在電壓外環(huán)不加斜率控制器的條件下，對采用PI控制與P控制下的系統(tǒng)進(jìn)行軟啟動仿真對比分析。圖14(a)為2種控制方式下子模塊電容電壓波形對比圖；圖14(b)為2種控制方式下直流母線電壓的波形對比圖；圖14(c)為直流線路電流波形對比圖；圖14(d)為交流線路d軸分量波形對比圖。

由圖14(a)、(b)可以看出，電壓外環(huán)采用比例積分控制的系統(tǒng)，電容電壓達(dá)到額定值附近后會有較大的波動，電壓趨于發(fā)散，系統(tǒng)失穩(wěn)。而采用比例控制的系統(tǒng)，可控充電階段子模塊電容電壓及線路電壓能夠平滑穩(wěn)定地上升至額定值，順利實(shí)現(xiàn)軟啟動。結(jié)合圖14(c)、(d)，限流電阻的存在限制了沖擊電流在額定值的1.2倍之內(nèi)，隨電容電壓的升高，充電電流逐漸接近于0。可控充電階段，雖然采用比例控制的系統(tǒng)充電電流較小，電容電壓上升的速度較慢，但是電容及電流的變化非常平緩，系統(tǒng)穩(wěn)定性良好，優(yōu)于比例積分控制。

圖14 不加斜率控制下系統(tǒng)仿真圖Fig.14 System simulation diagram without slope control

在含斜率控制器的情況下，采用比例控制的系統(tǒng)相對來說能更快完成預(yù)充電且超調(diào)量更小。在不加斜率控制器的情況下，采用PI控制的系統(tǒng)容易失穩(wěn)，而采用P控制的系統(tǒng)能夠平穩(wěn)地實(shí)現(xiàn)軟啟動。綜合來看，采用比例控制的系統(tǒng)穩(wěn)定性更好，性能更加優(yōu)良,且無需斜率控制即可實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的平穩(wěn)啟動。

5 結(jié) 論

本文根據(jù)光伏直流升壓匯集系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以快速平穩(wěn)充電且減小成本為原則，選取了交流側(cè)通過限流電阻為整個系統(tǒng)充電的方案。建立了不控充電階段近似的RC一階電路充電模型，為了實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的快速充電，沖電至線電壓峰值的90%以上即可進(jìn)入可控階段。針對該系統(tǒng)預(yù)充電獨(dú)有的特點(diǎn)，提出可控充電階段采用比例控制的方法，降低了控制系統(tǒng)的階次，有利于控制參數(shù)的計(jì)算及系統(tǒng)的穩(wěn)定。