一種基于3次諧波注入的并聯(lián)三相四橋臂逆變器均流控制策略

陳軼涵 任 磊 鄧 翔 龔春英（南京航空航天大學(xué)江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016）

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一種基于3次諧波注入的并聯(lián)三相四橋臂逆變器均流控制策略

陳軼涵 任 磊 鄧 翔 龔春英
（南京航空航天大學(xué)江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016）

摘要三相四橋臂逆變器（3p4l）在三相三橋臂逆變器的基礎(chǔ)上引入第四橋臂，使得三相能夠解耦控制并具備帶不對稱負(fù)載能力，在此基礎(chǔ)上采用3次諧波注入可以提高逆變器的直流電壓利用率。若將多個(gè)三相四橋臂逆變器單元共直流母線并聯(lián)，能夠?qū)崿F(xiàn)擴(kuò)容。但是并聯(lián)單元的電感電流若不采取控制，會(huì)導(dǎo)致環(huán)流問題，嚴(yán)重時(shí)會(huì)損壞逆變器。在基于平均電流均流控制策略的基礎(chǔ)上，采用一種適用于模擬電路實(shí)現(xiàn)的3次諧波注入方式。由于主電路元器件參數(shù)的不對稱性，并聯(lián)單元各自生成的3次諧波不對稱，增大了并聯(lián)單元之間的零序環(huán)流。針對該問題，提出一種基于各并聯(lián)單元3次諧波信號(hào)平均值法的三相四橋臂逆變器并聯(lián)均流控制策略。在保留3次諧波注入的同時(shí)使得并聯(lián)模塊四個(gè)橋臂電感電流得到控制，消除環(huán)流，實(shí)現(xiàn)了并聯(lián)橋臂均流。最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了控制策略的正確性。

關(guān)鍵詞：并聯(lián)三相四橋臂逆變器 平均電流控制 零序環(huán)流 3次諧波注入

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51377079）。

Current Sharing Control Method for Parallel Three Phase Four Leg Inverter Based on Third Harmonic Injection

Chen Yihan Ren Lei Deng Xiang Gong Chunying
（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China）

Abstract Compared with 3p3l inverter, three phase legs of three-phase four-leg (3p4l) inverter could be decoupled by appropriate control, 3p4l inverter could also work with unbalanced load. 3p4l inverter can improve DC voltage utilization by injecting 3rd harmonic into fourth legs. In recent years, paralleled inverter technology is widely used in power electronic converter system to improve power level, and this technology can also be used in 3p4l inverter. But if current is out of control, circulating current will exist in four legs of paralleled 3p4l inverter, which could damages the inverter seriously exists in four legs. In 3p4l inverter controlled by method with 3rd harmonic injection, zero-sequence circulating current caused by unbalance parameters arises in four legs between parallel inverter modules. Based on novel 3rd harmonic average value injection method, this paper, therefore proposes control strategy for eliminating the circulating current in 3p4l inverter. Finally, simulation and experimental results verify the proposed method.

Keywords：Parallel three phase four leg inverter, average current control, zero-sequence circulating current, third harmonic injection

0 引言

航空機(jī)載電源系統(tǒng)經(jīng)歷了從低壓直流、交流恒速恒頻、交流變速恒頻到高壓直流電源系統(tǒng)的發(fā)展過程，目前飛行器上普遍應(yīng)用的主電源系統(tǒng)既有270V高壓直流，也有400Hz恒頻交流與變頻交流[1,2]。為了給機(jī)載三相交流負(fù)載供電，三相中頻逆變電源作為機(jī)載靜止功率變換的重要環(huán)節(jié)，其需求在不斷增加，功率容量也逐步提高。三相四橋臂逆變器區(qū)別于傳統(tǒng)的三相三橋臂逆變器，以其三相解耦控制以及不對稱負(fù)載能力等優(yōu)勢受到國內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注。文獻(xiàn)[3,4]通過引入了第四橋臂，使三相逆變器具備三相控制解耦與帶不平衡負(fù)載的能力，并證明第四橋臂能夠獨(dú)立于前三組橋臂控制。文獻(xiàn)[5]通過四橋臂調(diào)制信號(hào)注入3次諧波，使直流電壓利用率提高了14%，使得逆變器能夠以更低的輸入電壓工作，從而提高了變換器的效率。

隨著多電與全電飛機(jī)的出現(xiàn)，為了降低動(dòng)力系統(tǒng)的體積重量，機(jī)載設(shè)備越來越多采用電能為其直接提供能量，從而對于機(jī)載二次電源的功率等級(jí)提出了更高的要求。受當(dāng)前高頻開關(guān)器件功率等級(jí)的限制，多臺(tái)逆變器單元共直流母線并聯(lián)成為廣泛采用的擴(kuò)容方式。該方式具備以下幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)：①擴(kuò)容方式簡便，不需要重新設(shè)計(jì)拓?fù)?；②多臺(tái)設(shè)備的并聯(lián)能夠?qū)崿F(xiàn)冗余備份功能；③控制策略簡單易實(shí)現(xiàn)。

但是共直流母線并聯(lián)方式將帶來環(huán)流問題，嚴(yán)重時(shí)將損壞變換器。為了抑制環(huán)流成分，文獻(xiàn)[6,7]采用主從控制的逆變器并聯(lián)環(huán)流抑制方法，但是無法實(shí)現(xiàn)并聯(lián)單元之間的冗余工作。文獻(xiàn)[8,9]提出一種無線并聯(lián)的方案既實(shí)現(xiàn)了冗余工作，又實(shí)現(xiàn)了逆變器之間的無線并聯(lián)，但其動(dòng)態(tài)性能較差。文獻(xiàn)[10]對于逆變器環(huán)流問題提出了基于平均電流控制的雙環(huán)均流控制方法，在抑制了環(huán)流的同時(shí)實(shí)現(xiàn)了并聯(lián)模塊間的獨(dú)立工作，且動(dòng)態(tài)性能良好。

上述對于逆變器并聯(lián)研究大多是對于單相或者三相三橋臂逆變器的并聯(lián)，而對于三相四橋臂逆變器并聯(lián)均流控制策略以及相應(yīng)的3次諧波注入方法探討較少。同時(shí)，目前的并聯(lián)均流控制策略多基于復(fù)雜的數(shù)學(xué)運(yùn)算[8,9,11]。而對于中頻并聯(lián)逆變器，由于基波頻率遠(yuǎn)高于工頻逆變器，基于復(fù)雜運(yùn)算的數(shù)字均流控制方法將影響系統(tǒng)每個(gè)基波周期的開關(guān)次數(shù)。因此在輸出諧波質(zhì)量要求較高的中頻逆變器場合，往往采用易于模擬電路實(shí)現(xiàn)的控制策略。

本文基于三相四橋臂并聯(lián)逆變器拓?fù)?，分析了并?lián)拓?fù)渌膫€(gè)橋臂環(huán)流生成機(jī)理，并據(jù)此采用一種基于橋臂電感電流瞬時(shí)值反饋的平均電流均流控制方法。為了提高直流電壓利用率，提出一種基于模擬電路實(shí)現(xiàn)的3次諧波生成方式，并揭示了由此所導(dǎo)致的三相零序環(huán)流的生成機(jī)理。在此基礎(chǔ)上，提出一種基于3次諧波平均值注入方法的三相四橋臂逆變器并聯(lián)控制策略。最后通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該控制策略是有效的。

1 并聯(lián)三相四橋臂平均電流控制均流策略

本文以兩臺(tái)中頻三相四橋臂并聯(lián)逆變器系統(tǒng)作為研究對象，主電路拓?fù)淙鐖D1所示。圖中Q1～Q16為主開關(guān)管；La1、Lb1、Lc1、La2、Lb2和Lc2為三相輸出濾波電感；Ln1、Ln2為第四橋臂電感用來抑制中線電流開關(guān)紋波；Ca、Cb和Cc為三相輸出濾波電容；Ra、Rb和Rc為三相負(fù)載阻抗；Va、Vb和Vc為三相輸出電壓。兩臺(tái)并聯(lián)逆變器單元共用輸入直流母線，輸入電壓為Vdc；iLZ為三相負(fù)載零序電流。

圖1 三相四橋臂并聯(lián)逆變器主電路拓?fù)銯ig.1 Topology of paralleled 3p4l inverter

1.1 并聯(lián)三相四橋臂逆變器的橋臂電路模型

文獻(xiàn)[12,13]中采用相橋臂平均法將每個(gè)橋臂由受控電壓和電流源構(gòu)成的平均電路模型代替，并由此得到逆變器的大信號(hào)模型。將該方法拓展到兩單元并聯(lián)三相四橋臂拓?fù)?，建立該拓?fù)浯笮盘?hào)模型，模型如圖2所示。其中da1、db1、dc1、dn1、da2、db2、dc2和dn2為并聯(lián)各橋臂開關(guān)周期占空比信號(hào)；ip1、ip2為并聯(lián)單元輸入直流電流；Vdc為輸入直流電壓；ia1、ib1、ic1、in1、ia2、ib2、ic2和in2為各橋臂輸出電感電流；ia、ib和ic為三相負(fù)載電流。

圖2 橋臂模型拓?fù)銯ig.2 Topology of four leg model

假設(shè)并聯(lián)單元主電路參數(shù)平衡，其中輸出濾波電容Ca=Cb=Cc=Cf；中線電感Ln1=Ln2；三組輸出濾波電感La1=Lb1=Lc1=La2=Lb2=Lc2=Lf。

由圖2并聯(lián)系統(tǒng)大信號(hào)模型得到橋臂電路方程

并聯(lián)模塊零序電流定義為三相電感電流之和，三相四橋臂逆變器橋臂零序電流模型為

根據(jù)式（5）可推導(dǎo)得到并聯(lián)系統(tǒng)的零序電流模型為

式中，VZ為輸出電壓零序分量，由式（6）可見，并聯(lián)系統(tǒng)第四橋臂零序電流由負(fù)載零序電流和輸出電壓零序成分導(dǎo)致的零序電流組成。

由于兩路逆變器四個(gè)并聯(lián)橋臂的調(diào)制信號(hào)相互獨(dú)立，且為不可控分量，若不采取均流措施，將造成兩路逆變器的四個(gè)橋臂功率管出現(xiàn)交錯(cuò)直通現(xiàn)象。以第四橋臂為例，等效于圖1中功率管Q7與 Q16、Q8與Q15之間發(fā)生直通。關(guān)于三相并聯(lián)逆變器環(huán)流的成分組成，文獻(xiàn)[11]通過對并聯(lián)三相逆變器大信號(hào)分析，將并聯(lián)三相三橋臂逆變器環(huán)流分解為正序、負(fù)序和零序分量。

環(huán)流通常定義為兩并聯(lián)橋臂電感電流之差的1/2，以第四橋臂為例，假設(shè)第四橋臂環(huán)流為Δin，第四橋臂環(huán)流為

基于式（1）～式（4）的并聯(lián)橋臂大信號(hào)模型，增大濾波電感能夠減小電感電流變化率，能夠起到減小環(huán)流變化率dΔin/dt的目的。但是因?yàn)榄h(huán)流存在累積效應(yīng)，若控制策略中電感電流為不控量，經(jīng)過若干個(gè)開關(guān)周期的累積，依然可能出現(xiàn)環(huán)流過大導(dǎo)致?lián)p壞主電路。相對于三相四橋臂逆變器其他三個(gè)橋臂的濾波電感，并聯(lián)第四橋臂電感值通常更小，因此在這段累積工作區(qū)內(nèi)，電感電流的上升斜率更大，所形成的中線環(huán)流會(huì)隨著每次直通現(xiàn)象的產(chǎn)生出現(xiàn)疊加累積，最終導(dǎo)致兩臺(tái)逆變器單元第四橋臂電感電流值超出了橋臂功率管的電流承受能力。

圖3 第四橋臂環(huán)流生成示意圖Fig.3 The fourth leg circulating current

累加效應(yīng)的結(jié)果如圖3的Saber仿真所示，仿真模型輸入電壓300V，輸出電壓115V/400Hz，并聯(lián)單元采用如圖3a所示開關(guān)時(shí)間延遲與超前的不對稱方式，模擬開關(guān)管開關(guān)狀態(tài)的不一致，根據(jù)圖3b仿真結(jié)果，以第四橋臂為例，兩并聯(lián)單元第四橋臂電感電流由于環(huán)流的累積效應(yīng)出現(xiàn)不斷增大的趨勢。同樣道理，A、B和C三相并聯(lián)橋臂電感電流也可能因?yàn)橥瑯拥睦鄯e效應(yīng)出現(xiàn)損壞。因而需要對拓?fù)涞乃膫€(gè)橋臂電流均采取措施以抑制橋臂環(huán)流。

1.2 基于平均電流控制的橋臂均流控制策略

為了抑制三相四橋臂逆變器A、B和C橋臂并聯(lián)環(huán)流，本文采用如圖4所示的控制策略。

圖4 并聯(lián)三相四橋臂逆變器A、B和C橋臂控制框圖Fig.4 Control strategy for A、B and C phase legs of 3p4l inverter

該控制策略共用一個(gè)電壓環(huán)，每相電流環(huán)共用一個(gè)電流基準(zhǔn)信號(hào)，iLa1、iLb1、iLc1、iLa2、iLb2和iLc2分別為并聯(lián)模塊三相電感電流反饋值。Sa1、Sb1、Sc1、Sa2、Sb2和Sc2為并聯(lián)單元各電流環(huán)輸出信號(hào)。圖4 中S1、S2分別為并聯(lián)單元各自注入的3次諧波信號(hào)，該信號(hào)生成方式將在第2節(jié)說明。

A、B和C橋臂采用的基于平均電流控制的均流策略具備以下三個(gè)特點(diǎn)：

（1）各并聯(lián)單元能夠?qū)崿F(xiàn)冗余工作，當(dāng)一臺(tái)或幾臺(tái)并聯(lián)單元停機(jī)，不影響其他單元正常工作。

（2）控制簡便，易通過模擬電路實(shí)現(xiàn)，更適用于中頻逆變器的并聯(lián)場合。

（3）電流環(huán)的加入能夠起到短路限流保護(hù)的作用，不需要額外的限流環(huán)。

為了抑制第四橋臂并聯(lián)環(huán)流，設(shè)iLn1、iLn2為第四橋臂電感電流反饋值。通過均流控制策略實(shí)現(xiàn)第四橋臂均流時(shí)達(dá)到的控制目標(biāo)，即

結(jié)合式（5）和式（6），推導(dǎo)得到

為了實(shí)現(xiàn)如式（9）所示控制目標(biāo)，要求第四橋臂電感電流反饋信號(hào)跟蹤本模塊零序分量，從而實(shí)現(xiàn)并聯(lián)模塊第四橋臂均流的獨(dú)立控制。基于圖4所示A、B和C橋臂基于平均電流的均流控制策略，前三個(gè)并聯(lián)橋臂公共電壓環(huán)輸出信號(hào)為irefa、irefb和irefc，分別作為三相電感電流參考信號(hào)，定義irefn為第四橋臂電流基準(zhǔn)，iref0為并聯(lián)單元三相零序電流基準(zhǔn)，根據(jù)式（6）第四橋臂電感電流基準(zhǔn)與A、B 和C橋臂電感電流基準(zhǔn)關(guān)系需滿足

式中，irefn作為第四橋臂零序電流分量的基準(zhǔn)信號(hào)，irefn與反饋第四橋臂電感電流比較，經(jīng)過第四橋臂電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)調(diào)制，該輸出信號(hào)能夠?qū)崟r(shí)跟蹤第四橋臂電感電流的變化，實(shí)現(xiàn)并聯(lián)模塊第四橋臂電感電流均流，第四橋臂控制框圖如圖5中點(diǎn)劃線框圖部分所示。

圖5 第四橋臂均流控制框圖Fig.5 Control method of the fourth leg

2 基于模擬電路實(shí)現(xiàn)的3次諧波注入及其零序環(huán)流抑制

為了提高逆變器的直流電壓利用率，通常采用3次諧波注入的方式，如文獻(xiàn)[15,16]采用空間矢量調(diào)制方法（SVPWM）直接注入3次諧波，但是該方式如引言所述難以采用模擬控制實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[5]在分析了三相四橋臂逆變器調(diào)制信號(hào)與輸入直流電壓關(guān)系的基礎(chǔ)上，提出在三相四橋臂逆變器四個(gè)橋臂調(diào)制信號(hào)中注入3次諧波，并以此3次諧波作為第四橋臂調(diào)制信號(hào)的注入方法。該控制策略不僅實(shí)現(xiàn)了對A、B和C三相的獨(dú)立控制，使其輸出對稱的三相電壓，而且能夠降低對電源電壓等級(jí)的要求，提高電源電壓的利用率。3次諧波注入能夠提高直流電源電壓利用率約14%[3]。但是該3次諧波生成依賴數(shù)字信號(hào)處理的計(jì)算，不適用于模擬控制的中頻逆變器。

2.1 3次諧波注入及其零序環(huán)流

為了生成能夠跟蹤三相調(diào)制波相位與幅值的3次諧波，需要獲得調(diào)制波的幅值和相位信號(hào)。理想工作條件下，采用平均電流控制的A、B和C橋臂電流環(huán)輸出信號(hào)主要成分是與基波頻率一致的正弦波。將三相電流環(huán)輸出正弦波信號(hào)用圖6方式合成，得到的信號(hào)的主要成分是3倍的基波頻率成分，且該3次諧波信號(hào)能夠跟蹤調(diào)制信號(hào)的幅值和相位。假設(shè)Sa、Sb和Sc為三相電流環(huán)輸出調(diào)制信號(hào)，該3次諧波生成方式的表達(dá)式為

圖6 3次諧波生成示意圖Fig.6 Creation of the 3rd harmonic

該3次諧波生成方法采用模擬電路容易實(shí)現(xiàn)，可以采用如圖7所示電路得到跟蹤電流環(huán)輸出信號(hào)幅值、相位的3次諧波信號(hào)，圖7中r為電阻阻值；S為運(yùn)算得到的3次諧波信號(hào)。得到并聯(lián)系統(tǒng)控制策略框圖如圖8所示。

圖7 3次諧波生成電路Fig.7 Circuit of the 3rd harmonic

但是并聯(lián)三相四橋臂逆變器系統(tǒng)中，并聯(lián)單元元器件參數(shù)、開關(guān)時(shí)間很難做到完全一致，即使采用如圖8所示共電流基準(zhǔn)均流措施，動(dòng)態(tài)過程中電感電流瞬時(shí)反饋值會(huì)存在誤差。以A相為例，假設(shè)兩并聯(lián)單元電感電流平均值反饋量為iLa，瞬時(shí)環(huán)流反饋量為ΔiLa，此時(shí)并聯(lián)模塊一電感電流反饋值iLa1=iLa+ΔiLa，則模塊二電感電流iLa2=iLa-ΔiLa，以此類推到B相和C相。誤差量可以通過電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)調(diào)制，實(shí)現(xiàn)平均值的均衡。當(dāng)采用如圖8中3次諧波注入方式時(shí)，3次諧波是由誤差信號(hào)產(chǎn)生的，假設(shè)電流環(huán)輸出調(diào)制信號(hào)至3次諧波信號(hào)的生成電路的傳遞函數(shù)為Gs，S1、S2為兩并聯(lián)單元3次諧波信號(hào)，Gi為電感電流誤差至電流環(huán)輸出調(diào)制信號(hào)的傳遞函數(shù)，即電壓環(huán)的輸出信號(hào)。兩并聯(lián)模塊3次諧波滿足

圖8 并聯(lián)三相四橋臂逆變器控制框圖Fig.8 Control method of parallel three phase and four leg inverter

式（12）和式（13）中，兩個(gè)模塊獨(dú)立生成的3次諧波信號(hào)中存在一個(gè)擾動(dòng)分量，即

采用圖8所示3次諧波注入方法，將并聯(lián)單元各自生成的3次諧波信號(hào)疊加到三相電流環(huán)輸出誤差信號(hào)和第四橋臂均流環(huán)輸出誤差信號(hào)。由于單元之間該擾動(dòng)分量相位相反、幅值一致，等效于增大了環(huán)路的低頻擾動(dòng)，該擾動(dòng)將提高兩模塊同相電感電流的瞬時(shí)環(huán)流峰值。

利用Saber軟件進(jìn)行并聯(lián)三相四橋臂逆變器仿真，比較3次諧波注入前后四橋臂環(huán)流波形。仿真參數(shù)根據(jù)實(shí)驗(yàn)室搭建的10kV·A兩單元并聯(lián)樣機(jī)進(jìn)行設(shè)置。未注入3次諧波時(shí)輸入電壓為340V，注入3次諧波后輸入電壓為290V，開關(guān)頻率28kHz，為了模擬3次諧波注入對零序環(huán)流的影響，仿真中并聯(lián)單元濾波電感值設(shè)置成不相等，電感值分別為La1=230μH，Lb1=250μH，Lc1=240μH，La2=250μH，Lb2=240μH，Lc2=230μH，輸出濾波電容Cf為20μF，電壓采樣系數(shù)Kv為0.034，電流采樣系數(shù)Ki為0.4，逆變器三相輸出電壓為115V/400Hz，三相互差120°。

圖9 零序環(huán)流仿真波形Fig.9 Saber simulation waveforms of zero-sequence circuilation current

并聯(lián)單元3次諧波注入前后四橋臂環(huán)流波形如圖9所示。圖9a為3次諧波注入前四個(gè)橋臂環(huán)流波形，通過基于平均電流控制的四橋臂均流控制策略，環(huán)流得到了較好的抑制，第四橋臂由于濾波電感較小，存在高頻的環(huán)流成分，但是環(huán)流峰值都不高于2～3A。圖9b為并聯(lián)單元調(diào)制信號(hào)注入3次諧波后的環(huán)流波形。注入3次諧波后雖然可以提高直流電壓利用率，但是四個(gè)橋臂環(huán)流疊加了幅值與相位相同的低頻零序環(huán)流成分，增大了瞬時(shí)環(huán)流峰值（零序環(huán)流成分峰值約達(dá)到6A）。圖9b中為了方便比較四個(gè)橋臂零序成分峰值，將縱軸量程調(diào)整一致，其中第四橋臂環(huán)流在零序成分基礎(chǔ)上疊加了高頻成分，其峰值大于A、B和C橋臂，并超出10A量程范圍。仿真結(jié)果證明了本文對3次諧波注入影響零序環(huán)流成分分析的正確性。

2.2 一種消除零序環(huán)流的三相四橋臂逆變器并聯(lián)3

次諧波注入方法

通過對零序環(huán)流成分的建模得到的式（12）～式（14），零序環(huán)流是由兩模塊獨(dú)立產(chǎn)生的3次諧波中幅值相反的調(diào)制分量產(chǎn)生的。若將兩模塊疊加的3次諧波信號(hào)相加，可得

新生成的3次諧波信號(hào)不包含不控分量(ΔiLa+ΔiLb+ΔiLc)GiGs，將該3次諧波信號(hào)除以并聯(lián)單元數(shù)量，得到平均值作為兩模塊共同注入的3次諧波則可以消除三相電感電流零序環(huán)流問題。該方法的控制框圖如圖10所示。

圖10 帶3次諧波年均值注入的并聯(lián)三相四橋臂逆變器控制框圖Fig.10 Control block diagram of three phase and four leg with 3rd harmonics average value injection

圖10控制策略中，四橋臂電流環(huán)采用單極點(diǎn)-單零點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。對于本文中所研究的積分型控制對象，單極點(diǎn)-單零點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以滿足：①在穿越頻率處保證足夠的相位裕量；②在截止頻率至開關(guān)頻率范圍，保證幅頻特性有一個(gè)平坦的區(qū)域。同時(shí)對補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)采取限增益措施，限制電流環(huán)對于直流分量的增益，避免積分環(huán)節(jié)導(dǎo)致電流環(huán)對直流成分增益無窮大，導(dǎo)致輸出電壓出現(xiàn)直流偏置。同時(shí)因?yàn)榈谒臉虮垭姼羞h(yuǎn)小于A、B和C橋臂三相電感，因此第四橋臂電感電流反饋值包含大量的高頻信號(hào)。第四橋臂電流環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)需要增加高頻極點(diǎn)以消除高頻成分，從而來避免調(diào)制信號(hào)與載波的多次交割。第四橋臂電流環(huán)輸出信號(hào)與3次諧波信號(hào)相加作為第四橋臂調(diào)制信號(hào)。

3 仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 仿真結(jié)果

采用Saber仿真軟件對兩單元并聯(lián)三相四橋臂逆變器系統(tǒng)進(jìn)行了仿真。仿真參數(shù)與圖9采用的仿真參數(shù)一致。

由圖11可見，當(dāng)負(fù)載為10kV·A三相平衡負(fù)載狀態(tài)時(shí)，將并聯(lián)單元各自生成3次諧波取平均值作為共同注入的3次諧波信號(hào)的方法，不影響系統(tǒng)的正常工作。圖11a表明該方法既實(shí)現(xiàn)了3次諧波注入，提高了直流電壓利用率，降低了對輸入直流母線電壓值的要求，同時(shí)能夠獲得穩(wěn)定的輸出電壓。圖11b為滿載狀態(tài)下并聯(lián)單元四個(gè)橋臂的電感電流，圖中并聯(lián)單元各橋臂均衡承擔(dān)負(fù)載，實(shí)現(xiàn)了四個(gè)并聯(lián)橋臂的均流。最后將圖11c與圖9b比較可見，采用3次諧波平均值注入法后橋臂環(huán)流的峰值得到了有效的抑制，圖11c第四橋臂因?yàn)闉V波電感遠(yuǎn)小于A、B和C橋臂，因此環(huán)流稍大，但是也在可控的范圍內(nèi)。

圖11 平衡負(fù)載Saber仿真波形Fig.11 Saber simulation of inverter with balance load

在不對稱負(fù)載條件下并聯(lián)三相四橋臂逆變器的仿真波形如圖12所示，A相空載，B、C相1kV·A負(fù)載，圖12a仿真結(jié)果表明本文所提出控制策略能夠保證不平衡負(fù)載下A、B和C橋臂的均流，且從圖12b可看出，并聯(lián)單元第四橋臂均衡流過三相負(fù)載不對稱所產(chǎn)生的頻率為400Hz的零序電流，本文提出的第四橋臂均流控制策略具備良好的穩(wěn)態(tài)均流性能。

圖12 不平衡負(fù)載Saber仿真波形Fig.12 Saber simulation of inverter with unbalance load

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

在實(shí)驗(yàn)室搭建一臺(tái)由兩單元并聯(lián)組成的10kV·A并聯(lián)三相四橋臂逆變器樣機(jī)，如圖13所示。主電路與控制電路參數(shù)與仿真一致，并聯(lián)單元橋臂濾波電感實(shí)際測量值見表1。

圖13 10kV·A并聯(lián)三相四橋臂實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.13 10kV·A parallel 3p4l inverter

表1 并聯(lián)單元電感Tab.1 Inductor values of parallel 3p4l inverter

圖14為工作在10kV·A三相平衡負(fù)載，290V輸入電壓狀態(tài)下，測得的采用本文3次諧波平均值注入法前、后A相環(huán)流波形，實(shí)驗(yàn)波形為采集的A相并聯(lián)單元電感電流值通過示波器直接求差值得到，環(huán)流大小為實(shí)驗(yàn)測得結(jié)果的1/2。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明環(huán)流峰值由10A減小為約2～3A，零序環(huán)流成分得到了有效的抑制。

圖14 加入前饋環(huán)前、后A相環(huán)流波形Fig.14 Circulating current waveforms of phase A with and without feedforward loop

圖15a為10kV·A三相平衡負(fù)載，290V輸入電壓狀態(tài)下得到的三相輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明本文所采用的控制策略能夠?qū)崿F(xiàn)3次諧波注入，提高直流電壓利用率，并獲得良好的穩(wěn)態(tài)性能。圖15b為三相平衡額定10kV·A負(fù)載下A相并聯(lián)橋臂電感電流波形，B、C相與A相狀態(tài)相同，在相同狀態(tài)下并聯(lián)第四橋臂電感電流波形如圖15b所示。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明本文所提出的控制策略能夠?qū)崿F(xiàn)并聯(lián)四個(gè)橋臂良好的均流性能。

圖16為不平衡負(fù)載情況下的實(shí)驗(yàn)波形，實(shí)驗(yàn)中A相空載，B、C相1kV·A負(fù)載。此時(shí)第四橋臂為不平衡負(fù)載產(chǎn)生的零序電流提供通路。圖16a中示波器通道1為A相并聯(lián)橋臂電感電流，因?yàn)檩敵鰹V波電容空載時(shí)依然需要提供交流電流，此時(shí)A相空載時(shí)依然有電流流過；通道2為B相并聯(lián)橋臂電感電流。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明本文控制策略在實(shí)現(xiàn)A、B和C橋臂電流均流的同時(shí)，兩組并聯(lián)第四橋臂流過頻率為400Hz的零序電流，第四橋臂在負(fù)載不平衡時(shí)同樣具備良好的均流性能。

圖16 不平衡負(fù)載實(shí)驗(yàn)波形Fig.16 Waveforms of parallel inverter with unbalance load

為了驗(yàn)證本文所提出控制策略能夠有效提高并聯(lián)三相四橋臂逆變器系統(tǒng)的直流電壓利用率，分別在3次諧波注入前后，使用三相功率分析儀采集不同輸入直流電壓下所對應(yīng)的三相輸出電壓總諧波含量THD，實(shí)驗(yàn)結(jié)果數(shù)據(jù)見表2。3次諧波注入前輸入直流母線電壓為340V，3次諧波注入后直流母線電壓為290V。表2中的數(shù)據(jù)為不同負(fù)載與輸入電壓狀態(tài)下三相輸出電壓THD的平均值。表2數(shù)據(jù)表明3次諧波注入后在保證輸出電壓波形質(zhì)量前提下，能夠有效提高輸入直流電壓利用率，且三相輸出電壓THD與負(fù)載大小成反比。同時(shí)該實(shí)驗(yàn)間接驗(yàn)證了文獻(xiàn)[5]中關(guān)于3次諧波注入能夠提高直流電壓利用率約14%的結(jié)論。

表2 三相輸出電壓諧波含量Tab.2 THD of three phase output voltage

4 結(jié)論

本文通過對并聯(lián)三相四橋臂逆變器橋臂環(huán)流生成機(jī)理的分析，采取基于平均電流控制的三相橋臂均流控制策略。并根據(jù)第四橋臂零序電流模型，提出一種并聯(lián)第四橋臂零序電流跟蹤均流控制方法。該方法在負(fù)載平衡以及不平衡條件下，實(shí)現(xiàn)了三相并聯(lián)橋臂均流，同時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)第四橋臂電感電流的零序電流跟蹤，從而達(dá)到良好的抑制四個(gè)橋臂環(huán)流的目的。

為了提高直流電壓利用率，本文采用一種適用于模擬控制實(shí)現(xiàn)的3次諧波注入方式，探討了該3次諧波注入與橋臂零序環(huán)流生成的關(guān)系。在此基礎(chǔ)上提出一種基于3次諧波信號(hào)平均值注入法的共直流母線并聯(lián)三相四橋臂逆變器均流控制策略。該控制方法運(yùn)算簡便，仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明該策略在實(shí)現(xiàn)四橋臂均流能力的基礎(chǔ)上進(jìn)一步降低了3次諧波注入所引入環(huán)流的峰值。本文所提出的控制策略適用于采取模擬控制實(shí)現(xiàn)的中頻三相四橋臂并聯(lián)場合。

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陳軼涵 男，1982年生，博士研究生，研究方向?yàn)楹娇针娫聪到y(tǒng)及其控制。

E-mail: meman_3603@hotmail.com（通信作者）

任 磊 男，1991年生，博士研究生，研究方向?yàn)楹娇针娫聪到y(tǒng)及其故障診斷。

E-mail: renlei8563@126.com

作者簡介

收稿日期2014-01-12 改稿日期 2014-02-11

中圖分類號(hào)：TM46