適用于全直流海上風電場的柔性換流高壓大容量直流變壓器

李彬彬，王 寧，趙曉東，李 磊，徐殿國

（哈爾濱工業(yè)大學電氣工程及自動化學院，黑龍江省 哈爾濱市 150001）

0 引言

為實現(xiàn)中國“碳中和”的戰(zhàn)略目標，緩解西電東送壓力，大力發(fā)展海上風電已成為能源發(fā)展的重要方向之一［1］。海上風電場與陸上風電場相比，風能資源更為豐富，風速更高、更穩(wěn)定，可直接接入沿海負荷中心，年利用小時數(shù)顯著提高，且不占用土地資源，具有巨大的開發(fā)潛力。中國海上風電雖然起步較晚，但近年來得到了迅猛發(fā)展。根據(jù)國家能源局最新統(tǒng)計數(shù)據(jù)［2］，截至2021 年底，中國海上風電累計裝機容量已達26 GW，躍居全球首位。展望未來，海上風電更是一個充滿機遇的領域，全球風能理事會預計［3］：到2030 年全球將新增海上風電裝機容量205 GW，2050 年則將突破1 000 GW。隨著近海風能資源的開發(fā)逐漸飽和，目前海上風電正逐漸向著風電機組超大型化與風電場深遠?；内厔莅l(fā)展。為降低建設成本，單臺風電機組的容量越來越大，根據(jù)國際可再生能源署預計［4］，2030 年海上風機的單機容量有望超過20 MW。另外，未來大規(guī)模海上風電場的平均離岸距離將大于100 km，單個風電場的發(fā)電容量可超過500 MW，甚至可達1 000 MW［5］。在此發(fā)展背景下，如何高效、經濟地實現(xiàn)大規(guī)模海上風電的大范圍匯集與遠距離送出成為迫切需要解決的課題。

目前，大部分海上風電場通常采用中壓交流匯集，經海上升壓站升壓，再通過高壓交流海底電纜接入岸上電網(wǎng)，但交流電纜的電容效應與輸電損耗大的缺點限制了此方案的輸送容量和距離。隨著模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）技術的發(fā)展，柔性直流輸電可有效解決無功功率與輸電損耗問題，成為當前大容量、遠距離海上風電送出的首選方案［6］。截至2021 年底，世界范圍內已有22 個海上風電柔性直流工程投入運行或正在規(guī)劃建設。然而，柔性直流換流站中MMC 換流閥與工頻變壓器等關鍵設備的體積重量非常大，海上平臺建造困難，例如江蘇如東海上風電場柔性直流輸電工程換流站的海上平臺僅上部組塊即為7 層建筑，高44 m，平面尺寸為84 m×94 m，總重約20 000 t，安裝運輸極為困難，工程造價高昂。此外，MMC 換流站損耗高、直流側故障電流無法抑制，且受交流匯集系統(tǒng)線路無功功率、頻率、相位、正負序分量等因素影響，與風電機組之間存在復雜的頻率電壓穩(wěn)定問題［7］。隨著海上風機的大型化發(fā)展，同樣截面積的電纜可連接的風電機組臺數(shù)將越來越少，且海上大型風機的排布間距可達2 km 以上，匯集系統(tǒng)總的電纜長度不得不顯著增加，相應的交流匯集電纜成本與損耗問題日益突出。

為解決上述問題，可在高壓直流送出的基礎上，進一步采用中壓直流（±30～±60 kV）匯集風機電能，構成全直流海上風電場方案［8］，利用直流電纜擴大匯集范圍、降低匯集損耗，不存在無功功率、負序、鎖相穩(wěn)定等問題，并省去笨重的工頻升壓變壓器與功率密度較低的MMC 換流閥，有效降低海上平臺的載荷。因此，全直流方案成為海上風電的前瞻性與基礎性研究方向，是支撐未來海上風電場大容量機組匯集、大規(guī)模遠距離送出的有效途徑［5，9］。

高壓大容量、高增益直流變壓器（DC/DC 變換器）是實現(xiàn)中壓直流匯集與高壓直流送出的樞紐，是整個全直流海上風電系統(tǒng)的核心裝備，并且面臨著一系列技術挑戰(zhàn)：容量高達百兆瓦、匯集側電流可達上千安培、送出側電壓為數(shù)百千伏、電壓增益為5～8 倍以上。為此，研究新型高增益、高效率、輕量化、緊湊型的高壓大容量DC/DC 拓撲及其相關基礎性問題，對于推動中國海上風電的規(guī)?；l(fā)展具有重要的學術研究意義與工程應用前景。

本文首先詳細評述了高壓大容量DC/DC 拓撲的研究現(xiàn)狀，在此基礎上提出一種基于柔性換流機理的直流變壓器拓撲，并分析了所提拓撲的電路特點、工作原理、參數(shù)設計以及整體控制策略。所提拓撲及相關控制策略通過了仿真和實驗驗證，并與現(xiàn)有柔性直流輸電MMC 海上平臺進行對比，說明了柔性換流直流變壓器拓撲的技術經濟性。

1 研究現(xiàn)狀分析

在經典的低壓應用中，高增益DC/DC 拓撲已取得了廣泛的研究成果［10］，拓撲類型豐富，但受限于器件電壓等級、電壓變化率du/dt、損耗、濾波器體積等因素，這些拓撲均難以適應中高壓、大容量的場景。為提升DC/DC 變換器的電壓等級與功率容量，文獻［11］提出了基于晶閘管的諧振型升壓變換器拓撲，如附錄A 圖A1（a）所示。該拓撲采用串聯(lián)晶閘管閥組作為換流開關，通過調節(jié)晶閘管的觸發(fā)頻率來控制輸出功率，并利用直流側電抗器與交流電容器的諧振作用，在每個開關周期結束時諧振電容電壓將高于直流側電壓，實現(xiàn)晶閘管閥組的反壓關斷。晶閘管的阻斷電壓、導通電流、過載以及浪涌電流能力等指標均遠超其他類型功率半導體器件，且串聯(lián)均壓技術成熟、成本低、通態(tài)損耗小，因此易滿足高電壓、大容量的要求。針對全直流海上風電場等功率單向流動的場景，該拓撲副邊可采用二極管閥組，以降低器件成本［12］。此類拓撲的換流機理為諧振強迫換流——通過激發(fā)無源器件的諧振來關斷晶閘管，因此對晶閘管觸發(fā)時序的精確性與無源器件的參數(shù)穩(wěn)定性極為敏感。從波形質量角度，此類拓撲輸入、輸出直流電流脈動大、諧波嚴重，需要安裝笨重昂貴的高壓濾波裝置。另外，諧振導致低壓側的晶閘管閥組與諧振電容均需耐受約1.4 倍的高壓側直流電壓［13］，這在高電壓增益的DC/DC 應用場景是不可接受的。

基于絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）、集成門極換流晶閘管（IGCT）等全控型器件的高壓大容量DC/DC 變換器拓撲類型則更為豐富，其中最典型的是雙有源橋（dual active bridge，DAB）變換器，如附錄A 圖A1（b）所示。由于全控型器件具有自關斷能力，換流方式為器件主動換流，可分別在原副邊產生方波電壓，激勵出梯形波電流，控制簡單，功率器件工作于零電壓軟開關。國際上目前已研制出的DAB 變換器最大容量達5 kV/5 MW［14］。進一步，對于單向功率流動場景，文獻［15］研究了DAB 副邊采用二極管整流橋的結構，如附錄A 圖A1（c）所示，但由于該結構僅原邊方波電壓占空比可控，電流波形呈現(xiàn)為三角波，顯著增大了器件的電流應力與損耗，且輸入、輸出電流諧波含量較大。雖然通過串聯(lián)器件理論上可使DAB 拓撲達到百千伏電壓等級，但在如此高電壓下，du/dt、di/dt以及雜散參數(shù)引發(fā)的過電壓問題將嚴重危害變壓器等設備的絕緣安全［13］，且全控型器件串聯(lián)的靜動態(tài)均壓設計極為困難。

為避免全控型器件的直接串聯(lián)，將若干DAB 變換器以模塊形式進行串并聯(lián)組合是一種有效提升電壓和功率等級的方案［16］，如附錄A 圖A1（d）所示。但需要指出，在海上風電高壓直流送出場景下，串并聯(lián)組合結構至少要包含數(shù)十個DAB 模塊，其中各DAB 模塊的交流變壓器均要承受數(shù)百千伏的絕緣等級。受爬電距離和空氣間隙等絕緣因素的制約［17］，各交流變壓器的體積重量極大，采用數(shù)十個如此高絕緣等級的交流變壓器將導致海上平臺極為笨重。

近年來，隨著模塊化多電平換流器技術的快速發(fā)展，一系列基于MMC 的高壓大容量DC/DC 變換器拓撲被提出［18］，其核心技術思想是采用子模塊級聯(lián)構建橋臂，替代全控型器件的直接串聯(lián)，并采用子模塊中的低壓電容器取代直流母線上的高壓電容組，實現(xiàn)了拓撲的模塊化設計。該拓撲通常采用兩個MMC 面對面相連，在中間交流環(huán)節(jié)利用集中式變壓器改變電壓增益，如附錄A 圖A1（e）所示。MMC 類拓撲由于子模塊數(shù)目較多，換流方式為橋臂換流，其特點是將各子模塊的開關動作隱藏在橋臂內部，橋臂整體對外幾乎不再呈現(xiàn)開關特性，各橋臂電流波形平滑連續(xù)，上下橋臂共同分擔輸出電流，通常不存在電流路徑的完全切換。另外，基于MMC 原理，近年來陸續(xù)演化出一系列非隔離型高壓大容量DC/DC 拓撲。文獻［19］提出將MMC 三相輸出端并聯(lián)作為直流端口，在橋臂中注入較高幅值的共模交流電壓與環(huán)流分量，實現(xiàn)DC/DC 變換。文獻［20］通過在橋臂中引入全橋子模塊，如附錄A圖A1（f）所示，使該拓撲進一步具備電壓調節(jié)與直流故障阻斷能力。但此類拓撲的缺點是需要在直流側安裝極為笨重的高壓濾波電感（高達數(shù)百毫亨），以濾除注入的共模交流電壓。文獻［21］提出將兩個MMC 直流側串聯(lián)、交流側經變壓器并聯(lián)，巧妙地構造出自耦型DC/DC 拓撲，如附錄A 圖A1（g）所示，省去了直流濾波器。文獻［22］則進一步采用高壓電容器替代其中的交流變壓器，以降低體積重量。文獻［23-24］則探討了容性能量轉移型DC/DC拓撲，如附錄A 圖A1（h）所示，基于器件串聯(lián)閥組與子模塊橋臂相組合，控制橋臂電流為梯形波并采用交錯并聯(lián)設計，可保證高質量的輸入、輸出電流波形。然而，上述非隔離型拓撲均難以應用于全直流海上風電場等高電壓增益場景。因為缺少交流變壓器的匹配作用，各橋臂既需承擔中壓匯集側的大電流，又要耐受高壓直流送出側的高電壓，導致功率器件的安裝容量（電壓應力與電流應力的乘積）是其傳輸額定功率的數(shù)倍，成本高、損耗大，且不具備電氣隔離，難以滿足工程絕緣配合設計要求［25］。

綜上所述，高壓大容量、高增益DC/DC 拓撲至今經歷了“諧振強迫換流”“器件換流”“橋臂換流”的技術演進過程。但基于橋臂換流的各類MMC DC/DC 拓撲仍普遍存在以下問題：任意時刻總有一半子模塊處于閑置狀態(tài)，導致功率器件數(shù)目多、損耗大；子模塊電容器需長時間承擔橋臂電流的充放電作用，造成電容容量大、體積龐大；采用二極管整流器構造單向功率拓撲會增大電流應力，加劇功率損耗。以上器件數(shù)目、體積重量、應力損耗等問題相互關聯(lián)影響，導致現(xiàn)有高壓大容量、高增益DC/DC 拓撲尚難以滿足應用要求，成為制約全直流海上風電技術發(fā)展的瓶頸。

2 柔性換流直流變壓器拓撲結構

針對研究現(xiàn)狀中的不足，本文將晶閘管、二極管閥組通態(tài)損耗低、功率密度高、串聯(lián)技術成熟的優(yōu)勢與子模塊橋臂電壓、電流波形高度可控的能力相結合，提出了柔性換流高壓大容量直流變壓器拓撲。拓撲由有源橋臂和開關閥組構成，如圖1 與附錄A圖A2 兩種拓撲示例所示，其中，有源橋臂借鑒MMC 的橋臂技術，由功率子模塊SM1至SMN級聯(lián)而成，具有寬電壓調節(jié)范圍與靈活的電流控制能力，主動實現(xiàn)電壓調控和電流波形跟蹤，并為開關閥組提供理想的開通與關斷電壓、電流條件；開關閥組由晶閘管或二極管器件串聯(lián)而成，特點是能夠在極低的電壓、電流應力下開通，并在可靠的反壓下關斷，實現(xiàn)柔性換流，完成電能的變換與傳遞，且閥組換流過程中的電壓、電流變化率du/dt、di/dt均可以得到主動約束。

圖1 柔性換流直流變壓器拓撲Fig.1 Topology of DC transformer based on flexible commutation

本文主要聚焦圖1 所示的拓撲分析其工作原理、運行控制方法以及應用于全直流海上風電場中的技術經濟性。該拓撲電路為三相結構，中壓側采用晶閘管閥組，高壓側包含二極管閥組、電感以及有源橋臂，兩者通過中頻交流變壓器（150 Hz 左右）相連。有源橋臂的主要作用是配合晶閘管、二極管換流，并保持對輸入、輸出直流電流的控制能力。拓撲功率主要通過中頻變壓器直接由中壓側傳遞至高壓側，有源橋臂只需在換流暫態(tài)過程中承擔少部分功率。因此，子模塊電容容量相比傳統(tǒng)MMC 拓撲可顯著降低。通過控制變壓器三相電流波形交錯，合成平滑的輸入、輸出電流，無須在直流側安裝濾波器，實現(xiàn)拓撲的輕量化設計。晶閘管閥組與二極管閥組具有導通損耗低、功率密度高、串聯(lián)技術成熟的優(yōu)勢，可實現(xiàn)拓撲的高效率、緊湊化以及低成本設計。因此，有源橋臂與晶閘管閥組、二極管閥組在性能上相互取長補短。另外，中間交流變壓器頻率高于工頻，體積重量及造價亦得以降低，從而綜合構成了高效率、緊湊型、輕量化、低成本的高壓大容量DC/DC 變換器。

3 柔性換流直流變壓器的工作原理

為詳細說明柔性換流直流變壓器的工作原理，本章以圖2 所示的詳細電路圖為基礎，說明其具體的工作原理與參數(shù)設計。圖2 中：T1至T6為晶閘管閥組，Da、Db、Dc為二極管閥組，三相有源橋臂Sa、Sb、Sc均由半橋子模塊級聯(lián)構成，各橋臂含有N個子模塊；Lj為二極管閥組串聯(lián)電感（j=a，b，c），Lkj為變壓器漏感；UM和IM分別為中壓側電壓和電流幅值，UH和IH分別為高壓側電壓和電流幅值；uSj和iSj分別為有源橋臂電壓和電流；iA、iB、iC為中頻變壓器中壓側三相電流，ia、ib、ic為變壓器高壓側三相電流；變壓器的變比為1∶n，且設計n略低于UH/UM。

圖2 柔性換流直流變壓器詳細電路圖Fig.2 Detailed circuit diagram of DC transformer based on flexible commutation

3.1 工作原理概述

柔性換流DC/DC 變換器的工作波形如圖3 所示，其中，iDa、iDb、iDc分別為流過二極管Da、Db、Dc的電流。在每個工作周期Th內，三相晶閘管閥組T1至T6依次觸發(fā)導通，且相鄰兩相閥組之間設計一定的導通重疊時間以實現(xiàn)換流，其中，變量Tc表示晶閘管、二極管換流時間，Tq為晶閘管反壓持續(xù)時間。晶閘管閥組電流和二極管電流在三相有源橋臂的配合下分別控制成幅值為IM和IH的梯形波，三相波形之間交錯120°電角度，得到平滑的輸入、輸出直流電流，無須外加直流濾波器。

圖3 柔性換流DC/DC 變換器工作波形Fig.3 Working waveforms of DC/DC converter based on flexible commutation

因此，所提拓撲每個工作周期可等分為6 段，每段對應60°電角度，每一段均包含恒流和換流兩種狀態(tài)，其中，各時段中恒流狀態(tài)的器件導通情況如表1所示。在恒流狀態(tài)中，中壓側需要有兩個晶閘管導通，形成中壓側電流的通路，其中一個晶閘管是共陽極組的，一個晶閘管是共陰極組的，兩者屬于不同相，從而中壓側直流電流將由兩個晶閘管和變壓器的兩相繞組中流過。同時，電流也將通過變壓器在高壓側形成通路，對應相的二極管和有源橋臂導通，從而在高壓側直流端口流出，實現(xiàn)功率的傳遞。

表1 柔性換流DC/DC 變換器各時段恒流狀態(tài)工作情況Table 1 Operation condition in constant current states of flexible-commutation DC/DC converter in each period

為保證輸入、輸出電流的波形質量，有源橋臂將主動調節(jié)輸出電壓，適應輸入、輸出端口直流電壓的波動，保證電流恒定不受影響。特別需要指出的是，對于由半橋子模塊構成的有源橋臂，橋臂能夠輸出的最低電壓是零。因此，為了保證橋臂電壓具有一定的調節(jié)范圍，需設計變壓器變比n略低于UH/UM?；谳斎搿⑤敵龉β适睾汴P系，則有IM/n＞IH，即變壓器高壓側電流大于二極管電流，那么要求二極管對應的有源橋臂也要輔助導通，承擔該電流差。

為避免變壓器勵磁飽和，需要對拓撲的恒流狀態(tài)進行切換，在切換的過程中則進入換流狀態(tài)。換流狀態(tài)又分為兩種情況：一種是狀態(tài)Ⅰ→Ⅱ、Ⅲ→Ⅳ、Ⅴ→Ⅵ，中壓側直流電流在兩個共陽極組晶閘管之間交換，高壓側直流電流在兩個二極管之間交換；另一種是狀態(tài)Ⅱ→Ⅲ、Ⅳ→Ⅴ、Ⅵ→Ⅰ，中壓側直流電流在兩個共陰極組晶閘管之間交換，高壓側直流電流在兩個有源橋臂之間交換。換流原理均依靠三相有源橋臂之間的協(xié)同配合，通過調節(jié)橋臂電壓，在變壓器漏感或二極管電感上施加換流電壓，在一段時間內完成兩相電路之間的線性換流。在換流過程中，總有一個有源橋臂用于維持中壓側直流電流恒定，另一個有源橋臂用于維持高壓側直流電流恒定，而最后一個有源橋臂則用于控制電流交換。

具體對于第2 種換流情況，通過調節(jié)新導通相有源橋臂的電壓，將在變壓器兩相漏感上施加電壓，實現(xiàn)電流在變壓器兩相之間交換，同時還要調節(jié)第三相橋臂電壓，保證變壓器第三相繞組電流不受影響，亦即保證中壓側直流電流不變，同時高壓側直流電流由原導通相的有源橋臂控制為恒定，保持高壓側直流電流不受影響。當原導通相晶閘管電流降為零之后，該換流電壓將作為反壓施加在晶閘管上并持續(xù)一段時間，保證其可靠關斷。

對于第1 種換流情況，電流需要在中壓側的兩個晶閘管之間、高壓側的兩個二極管之間換流，但晶閘管和二極管均不具有主動控制能力，不得不依靠有源橋臂來實現(xiàn)換流。因此，擬導通的二極管所對應的有源橋臂需要首先在變壓器漏感上施加電壓，完成晶閘管的換流。在晶閘管可靠關斷后，再調節(jié)兩相有源橋臂電壓向二極管閥組電感施加電壓，實現(xiàn)高壓側電流在兩個二極管之間的交換。在這個過程中，第三相有源橋臂電壓則始終在維持變壓器第三相繞組電流不受影響，亦即保證中壓側直流電流恒定不變。

3.2 具體工作狀態(tài)分析

下面具體以恒流狀態(tài)Ⅰ以及Ⅰ→Ⅱ換流狀態(tài)為例，詳細分析所提拓撲的工作過程。

恒流狀態(tài)Ⅰ對應的電路圖如圖4（a）所示，中壓側晶閘管閥組T1和T2導通，a 相和c 相變壓器電流大小相等、方向相反，即ia=-ic=IM/n。高壓側二極管閥組Da導通，ia大部分流經Da形成高壓側電流IH，有小部分會流向有源橋臂Sa，即iSa=IM/n-IH，同時Sa需要支撐起高壓側電壓，即uSa=UH。另一方面，為保持變壓器電流恒定，線電壓uac需要維持在nUM，故有源橋臂Sc需要承擔幅值較小的電壓差，即uSc=UH-nUM。此階段大部分中壓側功率將直接經過變壓器傳遞至高壓側，有源橋臂Sa電壓高但電流小，有源橋臂Sc電流大但電壓低，因此橋臂承擔的充放電能量均較小。另外，此階段有源橋臂Sb電壓uSb逐漸上升至UH，為下一階段的晶閘管換流做準備。在uSb上升過程中，該橋臂中子模塊的開關信號依次間隔少許時間從而依次投入，限制在二極管和晶閘管閥組上產生的du/dt。并且此階段b 相變壓器電流為零，Sb中子模塊功率器件為零電流開關（zero current switching，ZCS）。

圖4 各階段等效電路圖Fig.4 Equivalent circuit diagram of each stage

晶閘管換流階段電路圖如圖4（b）所示，此階段晶閘管閥組T1和T3進行換流。換流初始時刻，有源橋臂Sb電壓uSb為UH，于是線電壓uAB等于零，故T3在零電壓開關（zero voltage switching，ZVS）條件下觸發(fā)導通。換流過程中T1和T3共同導通，有源橋臂Sb電壓調整至UH-2UT（其中UT為晶閘管換流電壓），此時變壓器高壓側線電壓uba=-2UT，進而變壓器漏感Lka和Lkb上將得到方向相反、大小均為UT的換流電壓，T1電流iT1將線性減小至零，而T3電流iT3線性增大至IM，兩者變化速率相同，維持中壓側輸入直流電流恒定不變。需要注意的是，此階段中c相為非換流相，有源橋臂Sc電壓需要調整為UHnUM-UT，使得變壓器漏感Lkc電壓為零，保證c 相變壓器電流不受影響，亦即維持中壓側直流電流恒定、功率平穩(wěn)傳輸。晶閘管電流iT1下降至零后，如圖4（c）所示，晶閘管閥組T1將承受反壓實現(xiàn)可靠關斷，反壓大小即為變壓器中壓側線電壓uBA=-2UT/n，施加反壓的時間Tq應大于晶閘管器件的關斷時間。在反壓階段Sc電壓則調整至UH-nUM-2UT，維持變壓器漏感上電壓為零，避免變壓器電流（亦對應中壓側直流電流）受到影響。

二極管換流階段電路圖如圖4（d）所示。此階段二極管閥組Da和Db進行換流，a、b 兩相有源橋臂電壓uSa和uSb分別為UH-UD和UH+UD（其中UD為二極管換流電壓），使得電感La和Lb上產生方向相反、大小為UD的換流電壓。因此，電流iDa從IH線性下降至零，而iDb以相同速率由零線性上升至IH，換流過程中兩者合成恒定的高壓側直流電流IH。同時，有源橋臂Sc電壓調整至UH-nUM+UD，以保持變壓器漏感Lkb和Lkc上的電壓為零，避免變壓器電流ib和ic（亦對應中壓側直流電流）受到二極管閥組換流過程的影響。

在各相有源橋臂的協(xié)調配合下，晶閘管閥組T1至T6均可以實現(xiàn)ZVS 導通，并通過調節(jié)橋臂電壓，實現(xiàn)兩相電路之間的線性換流。晶閘管閥組電流降至零之后，有源橋臂主動施加反壓并維持一段時間，以可靠關斷晶閘管閥組。此外，在橋臂電壓上升下降的過程中，橋臂電流為零，橋臂內子模塊可以實現(xiàn)ZCS 軟開關。同時，根據(jù)圖3，當有源橋臂電壓輸出高電壓時，其流過的電流僅為變壓器電流和二極管電流的差值，并可主動調節(jié)電流差值大小來調節(jié)傳輸功率；而當有源橋臂承載全部變壓器電流時，其電壓僅為變壓器線電壓與高壓側直流電壓差值，并可通過調節(jié)電壓差值大小來調節(jié)電壓增益，以適應直流電壓一定范圍的波動。在這種運行方式下，一個周期內有源橋臂吸收與釋放的能量可自動平衡，且有源橋臂僅在換流過程中同時承擔較大的電壓與電流，總體上吸收與釋放的能量相比傳統(tǒng)MMC 明顯降低，可顯著減小子模塊電容容量。

綜上所述，柔性換流DC/DC 變換器三相有源橋臂輪流負責調控中壓側直流電流、高壓側直流電流以及線性換流，能夠兼顧多目標調控需求。通過充分發(fā)揮有源橋臂的電壓、電流波形調節(jié)能力，解決了傳統(tǒng)DC/DC 變換器僅調節(jié)占空比或移相角的局限以及帶來的輸入/輸出諧波大、電壓適應范圍小、多控制目標耦合甚至矛盾等問題，實現(xiàn)對電壓增益、傳輸功率、電容能量、換流過程等目標的獨立調控，并從本質上消除了輸入、輸出直流電流的諧波。

3.3 主要參數(shù)設計

柔性換流直流變壓器主要硬件參數(shù)包括有源橋臂子模塊數(shù)目N和無源元件。換流電壓UT和UD相比于UH很小，可按（5%～10%）UH進行設計。

首先，根據(jù)子模塊功率器件電壓等級確定額定電容電壓UC，進而各橋臂所需子模塊數(shù)目為：

變壓器漏感和二極管閥組串聯(lián)電感的設計需要綜合考慮直流電流紋波大小和換流過程的電流變化速率，電感值過大則換流時間會延長，電感值過小則會造成較大的直流電流紋波。因此，電感值有如下參數(shù)選擇范圍：

式中：εi為直流電流峰峰紋波率；fc為子模塊的平均開關頻率。

對于子模塊電容值設計，主要考慮限制電壓波動，避免電容過壓。在一個工作周期Th內，有源橋臂存在充電與放電兩個過程，橋臂能量平衡情況下僅考慮放電過程，并忽略換流電壓大小，根據(jù)拓撲工作波形可計算電容放電能量為：

同時，根據(jù)電容能量公式可得到放電過程中有源橋臂電容能量變化的表達式：

式中：C為子模塊電容容量；UC，max和UC，min分別為子模塊電容電壓最大值和最小值；εu為子模塊電容電壓峰峰紋波率，εu=（UC，max-UC，min）/UC。

為限制波動需滿足ΔEC≥ΔEi，推導出子模塊電容容量設計公式為：

式中：P為傳輸功率；fh為拓撲工作頻率。

由式（6）可以看出，由于UH/（nUM）接近1，電容容量主要取決于換流時間Tc和晶閘管反壓持續(xù)時間Tq。

4 柔性換流直流變壓器控制策略

為實現(xiàn)柔性換流直流變壓器的穩(wěn)定運行，本文設計了圖5 所示的控制策略，包括：外環(huán)電壓/功率控制與橋臂能量平衡控制、有源橋臂電流控制、子模塊及晶閘管閥組控制。其中，外環(huán)控制器為實現(xiàn)直流電壓/傳輸功率的控制需求，生成中壓側直流電流IM（亦即晶閘管和變壓器梯形波電流的幅值）參考。同時，對每相橋臂設計能量平衡控制器，通過調節(jié)高壓側直流電流IH（即晶閘管電流波形的幅值）參考，從而改變有源橋臂在恒流狀態(tài)下承擔電流IM/n-IH的大小，維持橋臂子模塊電容能量充放電平衡，保證電容電壓穩(wěn)定在額定值。根據(jù)外環(huán)控制器提供的電流幅值參考，進一步設計各有源橋臂的電流內環(huán)控制器。按圖3 中有源橋臂電流的原理波形，設計波形發(fā)生器，并將外環(huán)控制器得到的幅值參考IM與IH代入，得到電流控制器的波形指令，進而與實際反饋的橋臂電流構成閉環(huán)控制。在此基礎上，進一步在換流狀態(tài)中引入電壓前饋，于有源橋臂電流為零的階段調節(jié)橋臂電壓，為下一次晶閘管的零電壓開通做準備。最終得到橋臂電壓的參考信號，并結合換流時序、脈寬調制（PWM）與子模塊電容電壓均衡控制、考慮通過限制各控制周期內的子模塊投切數(shù)量來約束du/dt，從而優(yōu)化換流過程的電壓、電流環(huán)境，最終獲得有源橋臂各子模塊的IGBT 驅動信號以及晶閘管閥組的觸發(fā)信號。

圖5 柔性換流直流變壓器控制策略框圖Fig.5 Block diagram of control strategy of DC transformer based on flexible commutation

5 仿真與實驗驗證

為驗證所提出柔性換流直流變壓器的有效性，本文針對額定功率為300 MW、中壓側/高壓側直流電壓等級為±35 kV/±400 kV 的全直流海上風電場進行仿真驗證，并通過一臺2.4 kW、150 V/400 V的實驗樣機進行實驗驗證。具體的仿真與實驗參數(shù)如附錄A 表A1 所示。

5.1 仿真驗證

±35 kV/±400 kV 全直流海上風電系統(tǒng)中本文所提柔性換流直流變壓器穩(wěn)態(tài)運行的仿真結果如圖6 所 示，其 中uM、uH和iM、iH分 別 為 中、高 壓 側 直流電壓和直流電流，uCa1至uCa240為a 相有源橋臂內240 個子模塊的電容電壓。由圖6 可見，變壓器中壓側電流與二極管電流均為三相交錯的梯形波，幅值分別為4 300 A 和375 A，該幅值亦即中壓側電流IM和高壓側電流IH。晶閘管和二極管換流過程中均為線性換流，保證了中壓側直流電流iM和高壓側直流電流iH的平滑連續(xù)。

圖6 柔性換流直流變壓器穩(wěn)態(tài)運行仿真結果Fig.6 Simulation results for steady-state operation of DC transformer based on flexible commutation

在t1～t2階段，直流變壓器處于恒流狀態(tài)，a 相二極管Da導通，有源橋臂Sa支撐起高壓側直流電壓UH，uSa等于800 kV，而Sa僅流過變壓器電流與二極管電流差值，大小為55 A（4 300 A/10-375 A），同時有源橋臂Sc流過變壓器二次側電流，大小為430 A，而電壓uSc大小僅為直流電壓UH與變壓器線電壓的差值，大小為100 kV（800 kV-70 kV×10）。因此，恒流過程中有源橋臂所需要承擔的功率較小，子模塊電容儲能要求較低，電容容量可設計得較小。

在t2～t3階段，晶閘管T1和T3發(fā)生換流，通過調節(jié)有源橋臂Sb電壓從而在變壓器漏感Lka與Lkb上產生方向相反、大小為UT的換流電壓，兩個晶閘管閥組發(fā)生線性換流，iA線性下降，iB線性上升，仿真中變壓器漏感為30 mH，換流電壓UT大小設計為44.5 kV。晶閘管換流過程中可以看到c 相變壓器電流保持恒定，維持中壓側直流電流和傳輸功率的穩(wěn)定。

晶閘管T1電流下降至零后，在t3～t4階段，有源橋臂將會主動對其施加反壓，目前大容量快速晶閘管關斷時間最快可達到50～70 μs，仿真中反壓時間設計為120 μs，保證晶閘管閥組能夠可靠關斷，并且反壓大小為9 kV。

反壓過程結束后，如t4～t5階段所示，二極管閥組Da與Db間發(fā)生線性換流，在有源橋臂Sa和Sb的配合下，串聯(lián)電感La與Lb上產生換流電壓，仿真中串聯(lián)電感為30 mH，二極管閥組換流電壓UD大小為37.8 kV。二極管換流過程中調節(jié)c 相有源橋臂電壓，使得變壓器漏感上電壓為零，所以可以看到a 相和b 相變壓器電流并未受到二極管換流過程的影響，換流結束后uSa下降至100 kV，為下一階段換流做準備，且下降過程中Sa電流為零，因此橋臂內IGBT 實現(xiàn)了ZCS 軟開關。由晶閘管閥組電壓、電流波形可知，在晶閘管閥組開通前，其兩端電壓為零，因此晶閘管閥組可以實現(xiàn)ZVS 開通，降低了其開通應力。

仿真中每相有源橋臂內共240 個子模塊，能量平衡控制中子模塊電容電壓給定值為3 500 V。根據(jù)圖6 子模塊電容電壓，240 個電容電壓均穩(wěn)定在3 500 V。另外，電容電壓紋波大小約為±312 V 左右，峰峰紋動率εu為17.83%，與理論值18.7%基本一致，驗證了式（6）電容參數(shù)設計的正確性。

圖7 所示為風電場功率由0 MW 線性升高至額定功率300 MW 時本文所提柔性換流直流變壓器暫態(tài)運行仿真結果。

圖7 柔性換流直流變壓器暫態(tài)運行仿真結果Fig.7 Simulation results for transient operation of DC transformer based on flexible commutation

在功率變化過程中直流變壓器維持穩(wěn)定運行，中壓側與高壓側直流電流iM與iH分別平滑地升高至4 300 A 和375 A，有源橋臂子模塊電容電壓平衡且穩(wěn)定。

柔性換流直流變壓器在直流側短路故障下的仿真結果如附錄A 圖A3 所示。當中壓側和高壓側發(fā)生短路故障后，通過有源橋臂為導通晶閘管提供關斷反壓，而后閉鎖有源橋臂，進而實現(xiàn)故障阻斷，無需直流斷路器。

5.2 實驗驗證

在附錄A 表A1 所示實驗參數(shù)下，柔性換流直流變壓器穩(wěn)態(tài)運行實驗結果如圖8 所示。由圖8 可見，變壓器中壓側電流與二極管電流均為交錯的梯形波，幅值分別為16 A 和6 A，即直流電流IM和IH的大小，晶閘管與二極管換流過程均為線性換流。

圖8 柔性換流直流變壓器穩(wěn)態(tài)運行實驗結果Fig.8 Experimental results for steady-state operation of DC transformer based on flexible commutation

在t1～t2階段，a 相二極管Da導通，拓撲處于恒流階段，有源橋臂Sa支撐起高壓側直流電壓400 V，而電流大小僅為變壓器電流和二極管電流差值，大小為2 A，同時c 相有源橋臂Sc流過變壓器電流，大小為8 A，此過程有源橋臂儲能均較小。隨后t2～t3階段晶閘管發(fā)生換流，T1和T3同時導通，晶閘管T1電流線性下降至零后承受反壓關斷，實驗中反壓大小為60 V，反壓時間為300 μs。同樣，在有源橋臂的配合下二極管發(fā)生相間換流，Da與Db同時導通，iDb上升的同時iDa下降，換流結束后Sa電壓uSa下降至100 V，電壓下降過程中橋臂電流iSa為零，有源橋臂內的IGBT 均可以實現(xiàn)ZCS 軟開關，同時晶閘管閥組可實現(xiàn)ZVS 導通。

實驗中每相有源橋臂含6 個子模塊，電容電壓給定值為100 V，根據(jù)圖8 可以看出電容電壓波動在±2.5 V 左右，峰峰波動率為5%，與理論相符，同時6 個子模塊電容電壓之間保持平衡，均維持在100 V，驗證了電容之間的電壓平衡能力。需要說明的是，由于實驗中子模塊數(shù)目較少，投入或切除一個子模塊引起的橋臂電壓變化比例較大，相比仿真，中壓直流電流與高壓直流電流存在更為明顯的波動。

圖9 所示為直流變壓器功率由0 kW 線性上升至2.4 kW 的動態(tài)運行結果。功率變化過程中，直流變壓器平穩(wěn)運行，iM和iH分別升高至16 A 和6 A，子模塊電容電壓保持穩(wěn)定。

圖9 柔性換流直流變壓器暫態(tài)運行實驗結果Fig.9 Experimental results for transient operation of DC transformer based on flexible commutation

6 技術經濟性對比

為論證所提柔性換流直流變壓器在全直流海上風電場應用中的技術經濟性，本文以第5 章仿真中的300 MW/±400 kV 直流送出工況為例，具體將所提出的柔性換流直流變壓器與目前海上風電柔性直流海上平臺的MMC 換流器進行對比。柔性直流MMC 的交流調制比設計為0.875（與柔性換流直流變壓器的nUM/UH一致），功率因數(shù)取1，以最小化橋臂電流應力。為簡化對比，兩種拓撲中的子模塊額定電壓相等，選取相同電壓規(guī)格的器件，橋臂子模塊數(shù)目相同，并且均不考慮冗余，子模塊開關頻率均為150 Hz。在柔性換流直流變壓器的中壓側，晶閘管的電流應力為中壓側直流電流4 300 A，這里選用快速晶閘管KK4500-40（4 000 V/4 500 A）構成串聯(lián)閥組。在高壓側，二極管的電流應力為高壓側直流電流375 A，選用ZP8600-65（6 500 V/600 A）構成串聯(lián)閥組。另外，對于晶閘管與二極管閥組，器件串聯(lián)電壓降額系數(shù)均按λ=0.55 設計。有源橋臂中功率器件IGBT 最大電流應力為IM/n，約為430 A，選用5SNA0600G650100（6500 V/600 A），子模塊額定電壓設計為UC=3.5 kV。柔性直流MMC 子模塊亦選用相同IGBT。在上述前提下，下文將從半導體器件數(shù)目、半導體器件損耗、半導體器件成本以及橋臂儲能需求4 個方面對兩種方案進行技術經濟性對比。

柔性換流直流變壓器中晶閘管串聯(lián)閥組需要承受中壓側直流電壓±35 kV（即70 kV）的電壓應力，而在高壓側，二極管串聯(lián)閥組和有源橋臂均需要承受高壓側直流電壓±400 kV（即800 kV）的電壓應力，考慮到串聯(lián)電壓降額系數(shù)λ，各晶閘管閥組需要32 個晶閘管串聯(lián)，各二極管閥組需要224 個二極管串聯(lián)，每個有源橋臂需要229 個子模塊，共需要458 個IGBT。柔性直流MMC 每個橋臂同樣承受直流電壓±400 kV（800 kV），每個橋臂需要的IGBT 數(shù)目為458 個。圖10（a）給出了兩者半導體器件數(shù)目的對比，具體計算結果如附錄A 表A2 所示。雖然MMC 不含晶閘管和二極管閥組，但需要6 個橋臂，總器件數(shù)目仍然較多。圖10（b）進一步給出了兩者的成本對比情況。由于晶閘管、二極管成本遠低于IGBT，所選用晶閘管、二極管單價分別約為1 300 元和600 元，IGBT 單價則約為8 500 元（價格數(shù)據(jù)源自代理商或器件網(wǎng)站，僅供參考）。因此，柔性換流直流變壓器的半導體成本相比MMC 降低47.2%，晶閘管和二極管分別只占其總成本的2%和3.2%。具體成本計算結果如附錄A 表A3 所示。另外，晶閘管、二極管的輔助電路更為簡單，結構設計簡潔，實際的成本優(yōu)勢將更高。

圖10 直流變壓器拓撲與MMC 拓撲技術經濟性對比Fig.10 Technological economy comparison between topologies of DC transformer and MMC

結合運行工況、器件數(shù)目以及器件參數(shù)手冊，柔性直流MMC 與柔性換流直流變壓器的損耗對比情況如圖10（c）所示，具體計算細節(jié)如附錄A 表A4 所示。柔性直流MMC 中損耗主要源自IGBT 的通態(tài)損耗和開關損耗，且兩者均與MMC 正弦橋臂電流的 絕 對 平 均 值IAV，MMC和 有 效 值Irms，MMC有 關，IAV，MMC和Irms，MMC分 別 為200 A 和237.6 A。根 據(jù)IAV，MMC和Irms，MMC的 大 小 以 及5SNA0600G650100 導 通 時 的VA 特性曲線可以計算出MMC 中總IGBT 通態(tài)損耗約為1.06 MW。另外，考慮IGBT 電壓應力為子模塊電容電壓3.5 kV，參考5SNA0600G650100 的開關損耗能量Esw與其通態(tài)電流IC之間的關系曲線，可根據(jù)IAV，MMC和Irms，MMC的大小進一步估算出柔性直流MMC 中總IGBT 開關損耗約為0.654 MW。相比之下，柔性換流直流變壓器有源橋臂電流的絕對平均值IAV，Arm和有效值Irms，Arm分別為200 A 和271.7 A，子模塊數(shù)量為MMC 的一半，計算出IGBT 的通態(tài)損耗為0.564 MW，相較于MMC 降低了46.8%。同時，有源橋臂電壓在大范圍上升下降的過程中，橋臂電流為零，橋臂內子模塊均可以實現(xiàn)ZCS 軟開關。因此，即使開關頻率與MMC 相同，但IGBT 的開關損耗可以進一步降低48.9%，僅為0.334 MW。此外，所提拓撲晶閘管能夠實現(xiàn)ZVS 觸發(fā)導通，且晶閘管和二極管關斷過程di/dt很小，分別為14.3 A/μs 和1.25 A/μs，所以可忽略開關過程中的反向恢復損耗，同時晶閘管和二極管有著較低的通態(tài)壓降，計算得到兩者通態(tài)損耗分別為0.424 MW和0.1 MW。綜上，柔性換流直流變壓器的總半導體損耗與MMC 相比可降低16.6%。

此外，子模塊電容容量是影響MMC 與柔性換流變壓器體積重量的主要因素。為了對比總的電容儲能需求，這里以單位功率電容儲能作為對比指標，具體表達式為：

式中：Nall為拓撲中總的子模塊數(shù)目。

MMC 中子模塊電容值大小可以根據(jù)式（8）計算［26］。

式中：MMC 工作頻率fMMC=50 Hz；交流調制比M為0.875；功率因數(shù)cosφ取1；Idc即為高壓側直流電流IH的大小，即375 A。

同時考慮電容電壓峰峰紋波率εu為±10%，通過式（8）可以計算出MMC 所需要的電容大小約為0.94 mF，則根據(jù)式（7）得到電容的單位功率儲能為26.5 kJ/MW。而柔性換流直流變壓器功率主要通過中頻變壓器傳遞至高壓側，有源橋臂僅在換流的暫態(tài)過程中承擔一定功率，且充放電頻率高于工頻。因此，電容容量可以大大降低，在相同紋波率條件下，根據(jù)式（6）可計算出子模塊電容為0.39 mF，電容的單位功率儲能為5.53 kJ/MW。兩者對比結果如圖10（d）所示，柔性換流直流變壓器電容儲能較MMC 可下降79%，具體計算細節(jié)如附錄A 表A5所示。因此，柔性換流直流變壓器能夠進一步降低體積和重量，此外中頻變壓器相比于MMC 的工頻變壓器也能減小體積重量，實現(xiàn)海上平臺的輕量化和緊湊化設計。

上述對比前提為不考慮冗余情況，當柔性換流直流變壓器與柔性直流MMC 的橋臂子模塊數(shù)目均考慮5%冗余，即與仿真中子模塊數(shù)目統(tǒng)一時，兩種拓撲橋臂內子模塊數(shù)目均為（1+5%）UH/UC=240，此時技術經濟性對比結果如附錄A 圖A4 所示。可見，在考慮冗余后，柔性換流直流變壓器在半導體數(shù)目、半導體成本、半導體損耗以及橋臂儲能需求上依然具有一定的優(yōu)勢。

綜上，相較于柔性直流MMC 拓撲，所提出的柔性換流直流變壓器具有更少的元件數(shù)目、更低的器件成本、更高的效率以及更小的電容儲能需求，整體體積和重量可以顯著降低，有望實現(xiàn)高壓大容量、高增益的DC/DC 變換以及輕量化、緊湊型的海上平臺，支撐全直流海上風電技術的發(fā)展，發(fā)揮直流匯集在大容量風機、大范圍匯集場景下的優(yōu)勢。

7 結語

本文針對全直流海上風電場大電流匯集、高電壓送出的技術要求，將控制能力強的有源橋臂與低成本、高功率密度的晶閘管和二極管閥組相結合，提出了柔性換流直流變壓器拓撲，具有高效率、低成本、輕量型的特點，有望顯著降低海上平臺的體積重量。本文詳細介紹了拓撲的工作原理、關鍵參數(shù)設計、運行控制方法以及技術經濟性，并分別通過仿真和實驗驗證了其有效性。所提拓撲突破了傳統(tǒng)DC/DC 變換器在電壓等級、功率容量、轉換效率、體積重量等方面的瓶頸，為全直流海上風電場的發(fā)展提供了新的思路。本文工作尚為粗淺，拓撲的各種演化結構及其相關實用化技術仍有待進一步深入研究。

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