UHF頻段窄帶超導(dǎo)濾波器仿真設(shè)計(jì)

張戈戎，黃友銳，奚維斌

(1.安徽理工大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，安徽 淮南 232001；2.中國科學(xué)院等離子體所物理研究所，安徽 合肥 230031)

在微波頻段的收發(fā)組件中，濾波器是接收系統(tǒng)的重要組成部分，它可以對信號源中特定頻率的頻段或該頻段以外的頻率進(jìn)行有效濾除，得到一個特定頻段的信號[1]?，F(xiàn)如今頻譜資源有限，可用頻段的減少與頻段的細(xì)分使得微波系統(tǒng)頻段內(nèi)受到的無線電波干擾日益嚴(yán)重，濾波器的選頻性能要求也越來越高。與銅、銀等普通金屬相比，高溫超導(dǎo)材料在微波頻段內(nèi)具有極低的微波電阻，制成的諧振器具有極高的Q值(Q值是衡量插入損耗的數(shù)值，數(shù)值越高，插入損耗越低)。極高的Q值意味著高溫超導(dǎo)濾波器與其他普通金屬制成的濾波器相比，在階數(shù)相同的情況下，可以實(shí)現(xiàn)更窄的帶寬，甚至可以達(dá)到相對帶寬低于0.1%的極窄帶寬[2]。如文獻(xiàn)[3]報到的相對帶寬為0.068%的十階窄帶濾波器，其插入損耗為4.7dB；如文獻(xiàn)[4]報到的一款極窄帶寬的六階高溫超導(dǎo)濾波器，其工作頻率為900MHz，相對帶寬為0.058%，實(shí)際插入損耗小于0.6dB。因此，高溫超導(dǎo)濾波器以其卓越的特性，在信號接收前端得到越來越廣泛的應(yīng)用。

本文介紹了一款應(yīng)用于某型號雷達(dá)接收機(jī)前端的極窄帶超導(dǎo)濾波器的設(shè)計(jì)，用于改善雷達(dá)的抗干擾性能。該濾波器采用基于單端口群時延的設(shè)計(jì)方法，設(shè)計(jì)了一款旋入旋出型八階高溫超導(dǎo)濾波器，以期為超導(dǎo)濾波器的制作和測試提供良好的基礎(chǔ)。

1 設(shè)計(jì)過程

集總元件低通原型濾波器是最基礎(chǔ)的濾波器，所有低通、高通、帶通和帶阻濾波器均可由低通原型濾波器變換而來。計(jì)算方式為：首先根據(jù)濾波器邊帶陡度、帶內(nèi)波紋等指標(biāo)選擇濾波器的類型并確定其階數(shù)(本次設(shè)計(jì)為八階濾波器)，再計(jì)算出理論耦合矩陣和外部品質(zhì)因數(shù)。計(jì)算公式為

(1)

(2)

由公式(1)與公式(2)計(jì)算，所得八階濾波器的耦合系數(shù)矩陣和外部品質(zhì)因數(shù)為

M12=0.002 854 288 988

M23=0.002 009 371 31

M34=0.001 868 528 252

M45=0.001 839 227 234

M56=0.001 868 528 252

M67=0.002 009 371 31

M78=0.002 854 288 988

Qei=Qen=282.703 138

圖1 電路模型圖

根據(jù)計(jì)算得到的濾波器電路的耦合系數(shù)與外部品質(zhì)因數(shù)，在ADS軟件中建立其電路模型，如圖2所示，濾波器電路模型對應(yīng)的理論頻率響應(yīng)曲線如圖3所示。

圖2 超導(dǎo)濾波器理論電路模型

圖3 超導(dǎo)濾波器頻率響應(yīng)曲線

得出耦合系數(shù)和外部品質(zhì)因數(shù)以后，即可進(jìn)行實(shí)際物理電路的搭建。本次電路仿真使用Sonnet電磁仿真軟件，通過逐階增加諧振器單元結(jié)構(gòu)，并使每次單端口反射群時延與理論值相同，進(jìn)而獲得與設(shè)計(jì)要求相符的濾波器結(jié)構(gòu)。

在ADS軟件中計(jì)算得到第一階諧振器的單端口群時延的數(shù)值GroupDelay11，第一階諧振器的電路模型和單端口群時延理論值如圖4所示。

圖4 第一階ADS電路模型及群時延曲線圖

在Sonnet軟件中進(jìn)行輸入饋線與第一個諧振器的仿真。由于窄帶濾波器的諧振器間耦合強(qiáng)度較弱，因此設(shè)計(jì)采用了結(jié)構(gòu)相對簡單，易加工的旋入旋出式螺旋形諧振器。諧振單元的中心頻率主要是由其長度決定，彎折并不影響其中心頻率，其理論近似長度計(jì)算公式如下

(3)

在得到了諧振單元的理論長度后，在Sonnet軟件中建立模型并進(jìn)行調(diào)整，并通過調(diào)整諧振器和饋線的相對位置等相關(guān)變量使得仿真結(jié)果值與計(jì)算得出的理論值一一對應(yīng)相等。外部品質(zhì)因數(shù)主要是由饋線與諧振器的相對位置決定的。本次仿真中，為了使第一階群時延符合理論值，引入一條非接觸耦合饋線，如圖5所示。通過調(diào)整輸入饋線與耦合饋線的相對位置，以及耦合饋線與第一階諧振器的間距，最終得到其反射群時延的曲線圖與圖5(b)完全重合。

圖5 第一階Sonnet仿真圖與結(jié)果圖

第一階諧振器電路搭建完畢后，進(jìn)行單元間耦合方式與耦合間距的計(jì)算與仿真。本次設(shè)計(jì)中耦合方式分為同向耦合與異向耦合兩種耦合方式，圖6為兩種耦合方式下諧振器耦合系數(shù)與諧振器間距的關(guān)系，由仿真可知，同向耦合與異向耦合在相同間距下，耦合系數(shù)幾乎相同。由圖可知，旋入旋出型濾波器單元在毫米級別的間距下，擁有非常小的耦合系數(shù)，也符合本次的設(shè)計(jì)要求。

圖6 耦合系數(shù)與耦合間距的關(guān)系

由于同向耦合與異向耦合幾乎沒有差別，因此本次設(shè)計(jì)采用易于仿真的同向耦合排列。由諧振頻率處的電流分布圖可知，諧振單元在諧振時中心部分電流較強(qiáng)，兩端電流較弱，因此諧振單元之間的耦合為電耦合。諧振單元模型如圖7所示。

圖7 諧振單元模型及電流分布圖

根據(jù)理論電路模型，采用單端口群時延法進(jìn)行逐階仿真。由于濾波器前四階(1～4階)與后四階(5～8階)仿真參數(shù)完全一致，仿真過程也完全相同，且同向耦合與異向耦合差別甚微，因此采用了鏡像對稱的方法進(jìn)行排列仿真，經(jīng)過仿真與調(diào)整，最終得到濾波器版圖如圖8所示。

圖8 八階濾波器版圖

濾波器S11與S21響應(yīng)曲線的仿真結(jié)果如圖9所示。

圖9 S11與S21仿真結(jié)果曲線

3 結(jié)論

本次仿真中，濾波器工作在599～601MHz之間，帶寬為2MHz，相對帶寬約為0.3%。根據(jù)其S11在通帶內(nèi)小于-20dB，說明回波損耗大于20dB,根據(jù)其S21可以得出帶外抑制約為40dB/MHz。

仿真結(jié)果表明，該濾波器的通帶帶寬與回波損耗參數(shù)達(dá)到了設(shè)計(jì)指標(biāo)，帶外抑制達(dá)到40dB/MHz，可以有效的抑制雜波的干擾。因此本次仿真設(shè)計(jì)為濾波器實(shí)物確定了參數(shù)，為下一步濾波器的制造奠定了基礎(chǔ)。