基于信道處理的時(shí)間反演幅度可調(diào)控多目標(biāo)聚焦方法*

閆軼著 丁帥 韓旭 王秉中

(電子科技大學(xué)應(yīng)用物理研究所,成都 611731)

在微波無(wú)線輸能領(lǐng)域中,如何實(shí)現(xiàn)多目標(biāo)點(diǎn)的電磁波可調(diào)控聚焦是一個(gè)值得關(guān)注的問(wèn)題.本文提出了一種基于時(shí)間反演多徑環(huán)境下的多目標(biāo)電磁波聚焦的新方法.該方法基于多個(gè)輸出之間的信道相關(guān)性,將輸入和輸出節(jié)點(diǎn)之間的信道信息進(jìn)行提取、篩選、加權(quán)和重構(gòu)后在單個(gè)發(fā)送端上重建反演信號(hào),利用時(shí)間反演的空間選擇特性實(shí)現(xiàn)均衡的電磁波聚焦.基于這種方法,設(shè)計(jì)了兩組在多徑環(huán)境下的實(shí)驗(yàn).實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,通過(guò)這種方法可以使弱相關(guān)模型下不同輸出端口獲得均衡穩(wěn)定的聚焦峰,在強(qiáng)相關(guān)模型下使不同輸出端口的分辨效果進(jìn)一步提升.此外,6 個(gè)額外的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出的方法可以在弱相關(guān)或強(qiáng)相關(guān)的單輸入多輸出信道模型下,通過(guò)改變不同的權(quán)值靈活地調(diào)整不同接收端的輸出峰值電壓比.

1 引言

在無(wú)線通信[1-3]和微波無(wú)線輸能領(lǐng)域[4-8]中,如何讓多個(gè)目標(biāo)點(diǎn)具有均衡的響應(yīng)或高分辨特性一直是關(guān)鍵問(wèn)題之一.為了解決這個(gè)問(wèn)題,人們提出了幾種不同的方法,其中最廣泛使用的包括時(shí)間反演(time-reversal,TR)[9,10]和最優(yōu)約束功率聚焦(optimal constrained power focusing,OCPF)方法.OCPF 是一種多目標(biāo)聚焦的場(chǎng)塑造方法,通過(guò)優(yōu)化目標(biāo)函數(shù)來(lái)確定天線陣列不同位置的饋電[7,8].但這種方法需要一個(gè)漫長(zhǎng)的優(yōu)化過(guò)程,這使得它在實(shí)際應(yīng)用中受到限制.

在互易信道環(huán)境中,TR 技術(shù)可以克服多徑效應(yīng)的影響,實(shí)現(xiàn)電磁波的自適應(yīng)時(shí)空同步聚焦.由于其獨(dú)特的特性,TR 在產(chǎn)生超短時(shí)脈沖(ultrashort pulses,USP)[11-15]、超分辨率成像[16]、無(wú)損檢測(cè)[17-19]和安全通信[20]等方面發(fā)揮著重要作用.

Ibrahim 等[21]提出了一種用于室內(nèi)環(huán)境的基于TR 的無(wú)線功率傳輸方法,并證明TR 是所有多徑模型下功率傳輸?shù)淖罴呀鉀Q方案.Zhao 和Zhu[4]提出了一種基于時(shí)間反演鏡(time-reversal mirrors,TRM)的場(chǎng)塑形方法,該方法是先在目標(biāo)點(diǎn)分別收集信道響應(yīng)后,再進(jìn)行線性疊加.這種方法后續(xù)被進(jìn)一步優(yōu)化[22],優(yōu)化后的方法只需要根據(jù)目標(biāo)和激勵(lì)源之間的距離調(diào)整激勵(lì).盡管如此,這些基于TRM 的方法需要復(fù)雜的前向探測(cè)操作,并依賴(lài)于多個(gè)發(fā)射天線之間的相互補(bǔ)償.早在1999 年,在聲學(xué)領(lǐng)域中基于one-bit 加權(quán)的時(shí)間反演(onebit time reversal,OBTR)方法就被提出[23].而最近,一種基于OBTR 的高增益USP 壓縮器被設(shè)計(jì)出來(lái),該方法通過(guò)使用符號(hào)函數(shù)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行加權(quán).盡管這種基于信號(hào)處理的OBTR 方法可以在單輸入的情況下最大限度地提高輸出增益,但它在一定程度上失去了TR 的空間選擇性,這導(dǎo)致它難以應(yīng)用于均衡的多輸出系統(tǒng).

本文提出了一種新的無(wú)線信道處理方法,以實(shí)現(xiàn)在豐富路徑的多徑環(huán)境中對(duì)多個(gè)接收用戶的均衡電磁波聚焦.該方法是一種對(duì)信道進(jìn)行編輯的操作,需要對(duì)信道響應(yīng)進(jìn)行提取、篩選、加權(quán)和重構(gòu)(channel extraction,selection,weighting and reconstruction,CESWR).它考慮到了多個(gè)輸出之間的相關(guān)性,并且通過(guò)信道的篩選和加權(quán)實(shí)現(xiàn)了多目標(biāo)聚焦效果的可調(diào)控.此外,這種單一輸入的方法與之前的方法相比,在優(yōu)化步驟和系統(tǒng)設(shè)計(jì)方面具有低復(fù)雜性、高可計(jì)算性和快速收斂的優(yōu)點(diǎn).本文最終的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證是在一個(gè)單輸入多輸出的時(shí)間反演腔(single-input multiple-output time-reversal cavity,SIMO-TRC)系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn),同時(shí)使用經(jīng)典的TR 處理和基于時(shí)間反演的CESWR 方法(CESWR method based on time-reversal,CESWRTR)處理,最后對(duì)比分析了實(shí)驗(yàn)結(jié)果.

2 多目標(biāo)的TR 幅度可控聚焦原理

2.1 多目標(biāo)的TR 信道模型

根據(jù)經(jīng)典的單一接收目標(biāo)的TR 方法,若想在某一接收點(diǎn)實(shí)現(xiàn)聚焦,則要先在發(fā)送端發(fā)送脈沖信號(hào)x(t),并在接收端采集到接收信號(hào)y(t) 后,再對(duì)該信號(hào)進(jìn)行時(shí)域上的反褶操作得到y(tǒng)(-t) .將y(-t)重新在發(fā)送端發(fā)出,就能在接收端產(chǎn)生時(shí)空同步聚焦的效果.這種方法適用于滿足互易定理的多徑環(huán)境下的無(wú)線電磁波傳輸場(chǎng)景.其產(chǎn)生聚焦的原理可以通過(guò)把時(shí)域反褶后相卷積看成信道沖激響應(yīng)(channel impulse response,CIR)的自相關(guān)函數(shù)來(lái)解釋.

當(dāng)環(huán)境噪聲為高斯白噪聲時(shí)并假定其信道為平坦衰落,其TR 等效信道的沖激響應(yīng)heq(t) 可以表示為[24]

其中δ(t) 表示狄拉克沖激函數(shù);l表示某一條電磁場(chǎng)傳播路徑;L表示總的多徑數(shù)目;al和τl表示第l條路徑下的電磁場(chǎng)的響應(yīng)對(duì)應(yīng)的幅度和時(shí)延;σ2為高斯白噪聲的功率譜密度;* 表示卷積運(yùn)算.

而對(duì)于圖1 所描述的多目標(biāo)的TR 方法,不同的接收天線Rx1 和Rx2 具有不同的信道脈沖響應(yīng)h1(t)和h2(t) .由于TR 本身具有空間聚焦特性,因此,空間位置的稍微偏移可能會(huì)產(chǎn)生多個(gè)信道響應(yīng)之間的相關(guān)性的突變.為了衡量這一空間特性,本文使用皮爾遜相關(guān)系數(shù)計(jì)算不同信道之間的相關(guān)性,其方法如下:

圖1 基于CESWR 方法的TR 方法示意圖Fig.1.Schematic of the principle of proposed SIMO-TRC system based on the TR using CESWR method.

其中 c ov(·) 表示兩個(gè)信道響應(yīng)之間的協(xié)方差;Var(·)表示每個(gè)信道響應(yīng)的方差;ρh1,h2計(jì)算得出的是兩個(gè)信道響應(yīng)的相關(guān)系數(shù).

2.2 TR 信道的提取、篩選、加權(quán)和重構(gòu)

在信道提取步驟中應(yīng)用CLEAN 算法[25],該算法最早在天文學(xué)研究領(lǐng)域中被提出,用于消除圖像的噪聲,后來(lái)在超寬帶通信中發(fā)揮了關(guān)鍵的作用.由于TR 在前向探測(cè)過(guò)程中也使用寬帶脈沖信號(hào),如調(diào)制的高斯脈沖信號(hào),所以在CESWR 方法中,使用CLEAN 算法提取得到的h1(t) 和h2(t) 具有很小的誤差.

信道的篩選過(guò)程的判斷條件基于某一時(shí)延下兩個(gè)CIR 之間的差 值|h1(t0)-h2(t0)|,其中t0表示CIR 的某一時(shí)延.將這一差值計(jì)算的結(jié)果與預(yù)先設(shè)置的判斷閾值p對(duì)比,若|h1(t0)-h2(t0)|＜p,說(shuō)明兩個(gè)信道在對(duì)應(yīng)的時(shí)延具有相似的響應(yīng);相反,若|h1(t0)-h2(t0)|＞p,則說(shuō)明兩個(gè)信道在對(duì)應(yīng)的時(shí)延的產(chǎn)生了不同的響應(yīng).根據(jù)這種篩選方法,可以將原本的兩個(gè)CIR 篩選出相似部分h0(t),和各自的特征部分

在信道加權(quán)的步驟中,為了得到最終的新等效信道h′′(t),將篩選后的各個(gè)部分按照下面的表達(dá)式進(jìn)行加權(quán):

其中α和β表示對(duì)應(yīng)CIR 特征部分的加權(quán)系數(shù).這個(gè)過(guò)程可以看作是對(duì)TR 的反演過(guò)程中兩個(gè)CIR的特征部分的各自占比的調(diào)整,而相似部分的系數(shù)保持不變.這樣可以有效地降低系數(shù)調(diào)整的復(fù)雜度,同時(shí)確保在整個(gè)調(diào)整過(guò)程中,兩個(gè)接收端都能觀察到TR 的聚焦信號(hào).

在CESWR-TR 方法的最后一步,也就是對(duì)TR 反演信號(hào)(t) 的重構(gòu):

其中1)項(xiàng)表示相似部分的聚焦特性;2)項(xiàng)表示加權(quán)后的接收端1 與信道1 的特征部分的互相關(guān)函數(shù),而3)項(xiàng)表示加權(quán)后的接收端1 與信道2 的特征部分的互相關(guān)函數(shù).由于h1(t) 和(t) 之間的相關(guān)性很弱,其相關(guān)函數(shù)3)項(xiàng)不會(huì)出現(xiàn)明顯的峰值電壓(TR 后不會(huì)出現(xiàn)聚焦峰).對(duì)于(t),其結(jié)果也是類(lèi)似的.

此外,CESWR-TR 方法能夠通過(guò)構(gòu)建反演過(guò)程的TR 信號(hào)來(lái)實(shí)現(xiàn)SIMO-TRC 系統(tǒng)輸出峰值電壓的線性調(diào)整.若p相同,則經(jīng)過(guò)對(duì)兩個(gè)接收端各自的CIR 篩選后,得到的h0,和相同.此時(shí),對(duì)于同一個(gè)等效重構(gòu)信道h′′,可以用下面矩陣的形式表示:

其系數(shù)矩陣為列滿秩矩陣,因此對(duì)應(yīng)的齊次方程組僅有零解,即

即該時(shí)延下兩個(gè)CIR 均被歸類(lèi)為各自的特征部分,類(lèi)似可以得出:

上式中系數(shù)矩陣為列滿秩矩陣,則該齊次方程組僅有零解,即得到:

最終得出αm=αn=0,βm=βn=1,此時(shí)對(duì)應(yīng)的等效CIR 顯然相等,并且均等于h2.因此排除這種特殊情況,CESWR-TR 方法理論上不存在同一h′′對(duì)應(yīng)多組不同參數(shù)的情況.但是考慮到實(shí)際環(huán)境中的干擾和在進(jìn)行信道提取時(shí)產(chǎn)生的誤差,有可能在實(shí)際環(huán)境中觀測(cè)到不同參數(shù)對(duì)應(yīng)接收效果的現(xiàn)象.此時(shí),若兩個(gè)接收端對(duì)峰值電壓有一定數(shù)值要求,例如在功率合成[11-15]中人們希望聚焦峰值電壓增益盡可能高,則應(yīng)該選取穩(wěn)定情況下峰值最高的參數(shù).

3 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)及測(cè)量結(jié)果

3.1 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)設(shè)置和CESWR 的操作流程

為了評(píng)估本文提出的方法,設(shè)置了幾組不同的實(shí)驗(yàn)進(jìn)行比較.如圖2(a)所示,實(shí)驗(yàn)中使用的腔體尺寸為31.6 cm×21.2 cm×15.6 cm,由鋁制成,四面都嵌有相同的SMA 射頻轉(zhuǎn)換接頭(sub-miniature-A,SMA).腔內(nèi)接收天線的位置如圖2(b)所示,其中Tx 連接到任意波形發(fā)生器(arbitrary waveform generator,AWG)的輸出端口作為發(fā)射端.接收端1 和2 (Rx1 和Rx2)分別連接到示波器的通道1 和通道3.實(shí)驗(yàn)中使用的天線是超寬帶(ultra-wideband,UWB)單極子天線,經(jīng)過(guò)實(shí)際測(cè)量,其S11 數(shù)值在2—8 GHz 內(nèi)低于—15 dB.

圖2 腔體和UWB 單極子天線實(shí)物 (a) TRC 的結(jié)構(gòu)和尺寸大小;(b) 腔體內(nèi)部結(jié)構(gòu)和實(shí)驗(yàn)使用的超寬帶天線Fig.2.Cavity and UWB monopole antenna: (a) Structure dimensions and appearance of the cavity;(b) position of the antenna inside the cavity and the ultrawideband monopole antenna used in the experiment.

圖3 給出了實(shí)驗(yàn)的設(shè)置和操作步驟.任意波形發(fā)生器AWG7122 B 被用作信號(hào)源,用來(lái)分析波形的示波器是DSA72004 B.AWG 和示波器的采樣頻率分別設(shè)置為24 GS/s 和50 GS/s,具體的實(shí)驗(yàn)步驟如下.

圖3 實(shí)驗(yàn)流程示意圖,其中 x (t) 是發(fā)送的高斯脈沖信號(hào),峰值電壓為0.6 V;紅色框內(nèi)的步驟需要進(jìn)行多次Fig.3.Schematic of the experiment set up.x (t) is the transmitted Gaussian pulse signal with peak voltage of 0.6 V;the steps in the red circle need to be operated several times.

1) 在計(jì)算機(jī)中生成一個(gè)帶寬為2—8 GHz 的調(diào)制高斯脈沖的波形,并以24 GS/s 的速率對(duì)該信號(hào)進(jìn)行采樣,將獲得的離散數(shù)據(jù)導(dǎo)入AWG.

2) 在Tx 端口發(fā)送脈沖信號(hào)后,在Rx1 和Rx2端口接收.

3) 使用信道提取、篩選和加權(quán)的方法后,將接收的信號(hào)與初始發(fā)送的信號(hào)進(jìn)行卷積,最后在時(shí)域進(jìn)行反褶并進(jìn)行最大值歸一化.

4) 在Tx 端再次發(fā)送TR 信號(hào),接收并比較Rx1 和Rx2 的接收信號(hào);

5) 調(diào)整權(quán)重并再次進(jìn)行實(shí)驗(yàn),直到Rx1 和Rx2 的接收信號(hào)具有幾乎相同的聚焦峰值.

根據(jù)TR 處理的步驟,在Tx 發(fā)射脈沖信號(hào),得到的接收信號(hào)如圖4(a)所示,其中y1表示Rx1的接收信號(hào),其最大電壓約為30.8 mV,而Rx2 的接收信號(hào)y2的最大電壓約為15.6 mV.

3.2 信道提取和篩選結(jié)果

按照CESWR 的步驟,對(duì)得到的接收信號(hào)應(yīng)用CLEAN 算法提取信道沖激響應(yīng),得到的結(jié)果如圖4(b)所示.將提取的信道與發(fā)送脈沖卷積后與原始接收信號(hào)進(jìn)行比較,得出兩個(gè)CLEAN 算法提取得到的CIR 的均方根誤差(root mean square error,RMSE)約為 0 .2%,具有較高的可靠性.此外,根據(jù)結(jié)果計(jì)算出兩個(gè)CIR 之間的互相關(guān)系數(shù)只有約0.018,這表明兩個(gè)接收天線之間的相關(guān)性很弱,滿足弱相關(guān)信道的條件.

在下一步的信道篩選中,判決閾值和篩選得到的結(jié)果之間沒(méi)有明顯的線性關(guān)系,這是由于兩個(gè)天線的信道響應(yīng)之間的相似性很小,因?yàn)槊總€(gè)時(shí)刻的信道響應(yīng)的差別不具有規(guī)律性.為此,通過(guò)嘗試多組判決的閾值,根據(jù)篩選得到的相似部分的沖激數(shù)目,選擇判斷閾值設(shè)置為 5×10-4V 的結(jié)果,具體結(jié)果見(jiàn)圖4(c)和圖4(d).圖4(c)中的h1和h2表示Rx1 和Rx2 通道的特征部分.它們的最大電壓分別為29.6 mV 和11.7 mV.在圖4(d)中,由于所選的相似部分并不完全相同(最大差異約為5×10-4V),本文選擇保留h2的相似部分,其最大電壓為3.9 mV.

3.3 經(jīng)典TR 操作和CESWR 操作的結(jié)果

此外,為了驗(yàn)證CESWR 方法的可行性,分別進(jìn)行了經(jīng)典的TR 操作和CESWR-TR 操作.對(duì)于SIMO 系統(tǒng)的經(jīng)典TR,兩個(gè)接收機(jī)的TR 發(fā)射信號(hào)應(yīng)該同時(shí)發(fā)送,即

在兩 個(gè)接收端收到的y1,TR和y2,TR信號(hào)如圖5(a)所示.為了分析兩根天線之間峰值電壓的差異,峰值電壓比定義為

圖5(a)顯示了經(jīng)典TR 的結(jié)果.Rx1 的接收信號(hào)y1,TR的峰值約為40.4 mV,Rx2 的接收信號(hào)y2,TR的峰值約為16.4 mV,對(duì)應(yīng)的峰值電壓比約為0.41.在初始步驟中,接收信號(hào)y1和y2的峰值電壓比約為0.51,這意味著經(jīng)典TR 放大了SIMO 系統(tǒng)不同接受目標(biāo)之間的差異性.

使用CESWR 的TR 信號(hào)是根據(jù)(5)式加權(quán)后重構(gòu)的.由于相似部分的系數(shù)固定為1,而相似部分的平均電壓與各自特征部分的平均電壓相比很小,所以選擇的α和β應(yīng)滿足 0＜α,β ＜1,以使兩個(gè)接收端的TR 接收信號(hào)的峰值電壓相等.經(jīng)過(guò)幾組實(shí)驗(yàn),當(dāng)α=0.2 和β=0.5 時(shí),兩個(gè)天線的接收信號(hào)的峰值幾乎相同,結(jié)果如圖5(b)所示.使用CESWR 后TR 操作的兩個(gè)接收端峰值電壓比約為1.00,兩個(gè)接收信號(hào)的聚焦的峰值電壓之差小于 8×10-6mV.

此外,表1 列出了6 組對(duì)應(yīng)于α和β不同值的峰值比.當(dāng)α或β固定時(shí),改變另一個(gè)系數(shù),相應(yīng)的接收天線接收到的信號(hào)的峰值電壓也隨之改變,可以看出,這種調(diào)控在一定范圍內(nèi)是靈活的.當(dāng)α=1和β=1 時(shí),特征部分的系數(shù)與相似部分的系數(shù)相同,峰值電壓比為0.367.這表明CESWR 方法不僅可以使兩個(gè)天線的響應(yīng)更加相似,而且可以使它們之間的差異更加明顯.

3.4 強(qiáng)相關(guān)信道模型下CESWR-TR 方法的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了表明上述方法具有普遍性,在強(qiáng)相關(guān)信道模型下進(jìn)行了實(shí)驗(yàn),并對(duì)實(shí)驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行了分析.如圖6 所示,當(dāng)兩個(gè)接收端在空間上的距離十分近時(shí)(d≈λc/20,λc表示寬帶信號(hào)的中心頻率的波長(zhǎng)),其接收信號(hào)之間的相關(guān)性也更強(qiáng).在實(shí)驗(yàn)中,發(fā)送端使用的信號(hào)仍為2—8 GHz 的調(diào)制高斯脈沖.實(shí)驗(yàn)得到的接收信號(hào)y1和y2的峰值電壓比為1.0519.對(duì)接收端的接收信號(hào)提取CIR 后,計(jì)算得出兩個(gè)接收端的CIR 相關(guān)性系數(shù)為0.1633,顯著高于弱相關(guān)情況下的0.018,可以認(rèn)為其滿足強(qiáng)相關(guān)性的條件.由于在該條件下,兩個(gè)接收端原本的接收信號(hào)的峰值電壓已經(jīng)十分接近,其峰值電壓比接近1,所以對(duì)于均衡傳輸?shù)男枨蠖圆恍枰M(jìn)行調(diào)整,也無(wú)法體現(xiàn)CESWR-TR 的效果.并且結(jié)合實(shí)際應(yīng)用,在兩個(gè)接收端十分接近的情況下,高分辨率的特性在各種微波應(yīng)用中顯得十分重要,包括多目標(biāo)通信和微波輸能等場(chǎng)景.因此下面將通過(guò)實(shí)驗(yàn)對(duì)強(qiáng)相關(guān)下的高分辨率特性進(jìn)行仿真,探究CESWTR-TR 方法相對(duì)于經(jīng)典TR 操作的提升,以及其上限.

圖6 強(qiáng)相關(guān)實(shí)驗(yàn)示意圖 (d 表示兩個(gè)接受天線之間的距離)Fig.6.Schematic diagram of the tight correlation experiment (d represents the distance between the two receiving antennas).

在實(shí)驗(yàn)過(guò)程中,設(shè)置篩選精度p為 1×10-3mV,篩選仍然使用相同的規(guī)則,得到相似部分h0、特征部分和.通過(guò)調(diào)整加權(quán)系數(shù)α和β來(lái)使峰值電壓比得到近似的調(diào)節(jié)上限.作為高分辨效果的對(duì)比,同樣進(jìn)行了經(jīng)典單目標(biāo)TR 操作,經(jīng)過(guò)多次改變加權(quán)系數(shù),結(jié)果見(jiàn)表2.

表2 強(qiáng)相關(guān)實(shí)驗(yàn)峰值電壓比和加權(quán)系數(shù)結(jié)果對(duì)比Table 2.Comparison of peak voltage ratio and coefficients in tight-correlation experiments.

從表2 可以看出,當(dāng)α=0,β=1 時(shí),表示針對(duì)接收端Rx2 的經(jīng)典單目標(biāo)TR,此時(shí)峰值電壓比約為3.741;當(dāng)α=1,β=0 時(shí),表示針對(duì)接收端Rx1的經(jīng)典單目標(biāo)TR,此時(shí)峰值電壓比約為0.466.進(jìn)一步調(diào)整加權(quán)系數(shù),使分辨效果更明顯,即峰值電壓比更大或更小.從表2 可以看出,當(dāng)CESWR-TR中的加權(quán)系數(shù)足夠大時(shí),峰值電壓比接近上限,繼續(xù)增大系數(shù)的改變不明顯.此時(shí)對(duì)應(yīng)的峰值電壓比具有上限約為3.816,下限約為0.418.因此,在強(qiáng)相關(guān)模型下,CESWR-TR 方法相比于經(jīng)典TR 操作能夠進(jìn)一步提升分辨率,同時(shí)這一實(shí)驗(yàn)結(jié)果也說(shuō)明本文提出的CESWR-TR 方法并非能夠?qū)崿F(xiàn)全范圍內(nèi)的峰值電壓比調(diào)節(jié),其理論上受到電磁波衍射極限、TR 腔聚焦場(chǎng)分布[26]的限制.

4 結(jié)論

本文提出了一種對(duì)信道進(jìn)行處理后重建發(fā)射信號(hào)的TR 方法,用于實(shí)現(xiàn)多目標(biāo)的均勻電磁傳播.現(xiàn)有的多目標(biāo)電磁聚焦方法由于其優(yōu)化困難或系統(tǒng)復(fù)雜,無(wú)法滿足多徑模型下的實(shí)際要求,因此本文單輸入場(chǎng)景下的CESWR 方法,通過(guò)對(duì)信道特征部分的加權(quán),可以實(shí)現(xiàn)多徑模型下的等峰值電壓輸出.在實(shí)驗(yàn)環(huán)節(jié),分別設(shè)計(jì)了一個(gè)弱相關(guān)和強(qiáng)相關(guān)的SIMO-TRC 系統(tǒng),均進(jìn)行了經(jīng)典的TR 和使用CESWR 的TR 方法.比較結(jié)果表明,在弱相關(guān)情況下,基于信道處理的TR 方法能夠?qū)蓚€(gè)原始峰值電壓比為0.51 的輸出轉(zhuǎn)變成一個(gè)峰值電壓比為1.00 的輸出,且差值小于 8×10-6mV,同時(shí)保持了系統(tǒng)的簡(jiǎn)便性.而在強(qiáng)相關(guān)情況下,CESWRTR 方法能夠?qū)崿F(xiàn)將兩個(gè)原本響應(yīng)相似的接收端之間的分辨率進(jìn)一步提升,能夠?qū)⒎逯惦妷罕确謩e從3.741 調(diào)整到3.816,從0.466 調(diào)整到0.418.此外,為了進(jìn)一步討論CESWR 方法對(duì)輸出的調(diào)整是否靈活,進(jìn)行了6 組不同的實(shí)驗(yàn),結(jié)果表明其能夠靈活調(diào)整兩個(gè)輸出端的峰值電壓比.該方法有望在無(wú)線通信和無(wú)線輸能系統(tǒng)中得到應(yīng)用.