基于帶寬受限的100 GPON先進調制格式比較

周擎奕,張 教,2,蔡沅成,2,朱 敏,2

(1.東南大學 移動通信國家重點實驗室,江蘇 南京 210096; 2.紫金山實驗室,江蘇 南京 211111)

1 引言

隨著云業(yè)務、高清視頻業(yè)務和5G無線傳輸的快速發(fā)展,光傳輸網絡、城域網和接入網對超高數據速率光傳輸的需求越來越大。短距離光數據鏈路正經歷著越來越嚴重的帶寬限制,使其在應對不斷增長的數據傳輸容量需求方面具有很大的挑戰(zhàn)性。IEEE 802.3ca工作組已經確定了25、50、100 GEPON 標準,其中50 G和100 GEPON分別可以通過25 Gb/s/λ線速率的雙波長信道復用和四波長信道復用來實現(xiàn)[1]。多通道傳輸技術似乎是一個有效的短期解決方案。然而,由于其復雜的光學封裝,從長遠來看,它并不是一個可行的解決方案。目前在接入網中,10 G帶寬的光電器件是最成熟成本最低的,對于50 Gb/s的無源光網絡(PON)系統(tǒng),使用現(xiàn)有的帶寬受限的光學器件,以此來減少部署成本是最有優(yōu)勢的選擇[2]。因此,接入網中收發(fā)器的帶寬通常是有限的,明顯要小于信號的波特率?？紤]到低成本光學器件的有限帶寬,人們研究了具有頻譜效率的先進調制格式和先進的數字信號處理,以降低信號的波特率。

但是復雜的數字信號處理(DSP)技術需要高速的數模轉換器(DAC)和模數轉換器(ADC),大大增加系統(tǒng)的復雜度和成本。這對于成本敏感的用戶側的光網絡單元來說并不劃算。因此,對于基于強度調制和直接檢測的高速短距離系統(tǒng)來說,先進的調制方案如脈沖幅度調制(PAM)[3],無載波幅度相位調制(CAP)[4,5]以及離散多音調制(DMT)[6-8]是最有潛力的選擇,因為它的DSP結構更簡單,復雜度更低。研究[9-11]比較了PAM,CAP和DMT在50 Gb/s城域網和高帶寬的接入網中的性能。文獻[12]在帶寬受限器件的對稱50 GPON系統(tǒng)中實驗研究了PAM,CAP和DMT的性能,對于上下行鏈路分別給了結果。研究[13-15]比較了PAM-4,CAP和DMT在100 Gb/s光通信系統(tǒng)中的性能,但是這些研究的器件帶寬沒有受到限制。目前還沒有在帶寬受限的100 G系統(tǒng)中對先進調制格式性能的對比研究。

在本文中,詳細調查研究PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM三種先進的調制格式在帶寬受限的100 Gb/s短距離傳輸系統(tǒng)中的性能。首先介紹三種調制格式調制解調的DSP流程,接著給出了100 GPON的仿真系統(tǒng)裝置及其各項參數,然后全面評估了每種調制格式在接收光功率、色散和熱噪聲方面的性能。仿真過程中,沒有在發(fā)射機端使用數字預失真技術,也沒有在接收機端使用非線性均衡技術,盡可能做到低復雜度低成本。

2 三種調制格式的100 Gb/s信號的DSP流程

PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM三種調制方式在生成過程中都需要映射、采樣,恢復過程中都需要均衡、解映射等技術。CAP調制還需要額外的IQ分離和匹配濾波技術,DMT調制則需要FFT/IFFT技術。這些技術均由MATLAB程序實現(xiàn)。在本節(jié)中,展示了在100 GPON傳輸系統(tǒng)中使用三種調制格式的具體實現(xiàn)過程。由于三種調制各自的特性,采用的均衡算法也是不一樣的。

圖1給出了PAM-4信號發(fā)射端的離線DSP流程。在發(fā)射端,隨機產生的比特數據流首先被映射成長度為2N(在仿真中N=17)的PAM-4實數信號。在MATLAB仿真系統(tǒng)中, 為了與實驗平臺設備相匹配,DAC采樣率設置為92 GSa/s,對數據進行兩倍上采樣。由于信號波特率可設置為(DAC采樣率/2N)的任意整數倍,同時考慮到7%開銷的HD-FEC(3.8×10-3),我們將PAM-4、CAP-16QAM和DMT-16QAM信號波特率分別設置為57.5 GBaud、28.75 GBaud和28.75 GBaud,以達到100 Gb/s以上的凈傳輸速率。當信號波特率為57.5 GBaud時,就得到了比特速率為115 Gb/s的PAM-4信號。為了使三種調制格式的帶寬接近,脈沖整形濾波器的滾降系數設置為0.3,信號帶寬因此被壓縮到57.5×(1+0.3)/2=37.375 GHz。最后對信號進行重采樣以匹配DAC的采樣率,歸一化后數據被加載到VPI仿真軟件中產生PAM-4信號。圖2給出了PAM-4信號接收端的離線DSP流程。在接收端,采集到的數據首先對它進行歸一化,然后進行兩倍重采樣,同步之后對信號進行時鐘恢復算法處理,來消除數據中的時鐘偏移和抖動。接著利用23抽頭數的級聯(lián)多模算法(CMMA)和參數為(54,9)總共99抽頭數的二階Volterra算法對數據進行均衡處理,在最終判決前采用99抽頭數的判決引導的最小均方誤差算法(DD-LMS),進一步補償信道損傷。最后對恢復出來的PAM-4信號數據進行解映射處理,將解出的數據流和原始數據比較,計算出最終數據的誤碼率性能。

圖1 三種調制格式的發(fā)送端DSP流程

圖2 三種調制格式的接收端DSP流程

CAP-16QAM信號發(fā)射端的離線DSP流程如圖1所示。在發(fā)射端,隨機產生的比特數據流首先被映射成長度同樣為217的16QAM復數信號。DAC的采樣率為92 GSa/s,對數據進行四倍過采樣,而不是二倍采樣。這樣,可以進一步優(yōu)化系統(tǒng)性能。

信號經過IQ分離生成兩路實數信號,形成希爾伯特對,分別被送入兩個相互正交的平方根升余弦滾降濾波器進行成形濾波,它們的滾降因子經過優(yōu)化,設為0.01。CAP-16QAM信號的波特率被設為28.75 GBaud,得到的比特速率仍為115 Gb/s,并且濾波器的中心頻率設置為28.75×2×0.55=31.625 GHz。成形濾波后,對信號進行重采樣以匹配DAC的采樣率,歸一化后數據被加載到VPI仿真軟件中產生CAP-16QAM信號。CAP-16QAM信號接收端的離線DSP流程如圖2所示。在接收端,采集到的數據首先對它進行歸一化,然后進行四倍重采樣,同步之后對信號進行時鐘恢復算法處理,來消除數據中的時鐘偏移和抖動。接著將信號送入兩個與發(fā)射端對應的匹配濾波器,分離得到同相和正交的兩路信號。接著利用99抽頭數的LMS算法對數據進行均衡處理,以及99抽頭的帶有訓練序列的DD-LMS算法相位恢復原始數據。最后對恢復出來的16QAM信號數據進行解映射處理,將解出的數據流和原始數據比較,計算出最終數據的誤碼率性能。

DMT-16QAM信號發(fā)射端的離線DSP流程如圖1所示。在發(fā)射端,首先將長度為(48000-1)的隨機比特序列映射為16QAM復數信號。接著通過在頻域補零實現(xiàn)1.6倍上采樣,并實現(xiàn)串行數據到并行數據的轉換。然后用1 280點IFFT將16QAM信號調制到DMT子載波上,將頻域并行數據轉換為時域數據。仿真系統(tǒng)中的DAC的采樣率為92 GSa/s。使用800個子載波來傳輸有效數據,使用Hermitian對稱性經過IFFT獲得實數信號。為了得到比特速率為115 Gb/s的DMT-16QAM信號,設計的信號頻譜帶寬為800/1 280×92/2=28.75 GHz。另外增加了32點循環(huán)前綴(CP)來消除碼間干擾(ISI),并將串行數據轉換為并行數據,歸一化后數據被加載到VPI仿真軟件中生成DMT-16QAM信號。DMT-16QAM信號接收端的離線DSP流程如圖2所示。在接收端,采集到的數據首先對它進行歸一化和重采樣,然后進行幀同步以消除數據中的時鐘偏移和抖動。接著對DMT信號進行處理,處理過程包括:串并轉換、移除循環(huán)前綴、FTT變換、信道估計和均衡、并串轉換,其中使用訓練序列對信道進行均衡補償。最后對恢復出來的16QAM信號數據進行解映射處理,將解出的數據流和原始數據比較,計算出最終數據的誤碼率性能。三種調制均沒有在發(fā)射端使用數字預均衡和查找表等預失真方法,也沒有在接收端使用非線性均衡算法,簡化了收發(fā)端的DSP,從而降低系統(tǒng)計算復雜度和功率損耗。

3 100 GPON系統(tǒng)仿真平臺及參數

仿真過程主要依托于MATLAB和VPI平臺。MATLAB用于發(fā)射端和接收端的數字信號處理DSP,即發(fā)射端產生三種可以導入VPI中的信號,以及接收端對從VPI中導出的數據進行各種離線DSP處理。PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM三種調制格式均采用相同的系統(tǒng)仿真參數。圖3所示是在VPI平臺上搭建的基于O波段的帶寬受限器件的傳輸系統(tǒng)的仿真系統(tǒng),考慮到7%開銷的HD-FEC(3.8×10-3),系統(tǒng)仿真的傳輸速率設定為115 Gb/s。在發(fā)射端,信號通過MATLAB離線DSP產生,把數據導入到仿真系統(tǒng)中。發(fā)射機由一個高速DAC,一個低通濾波器和一個馬赫曾德爾(MZM)激光調制器組成。一個8位92 GSa/s DAC將導入的信號數據轉換為電驅動信號,然后經由一個四階貝塞爾低通濾波器濾波(LPF),模擬發(fā)射機的帶寬限制。該低通濾波器具有20 GHz的3 dB模擬帶寬。濾波器輸出的電信號由一個MZM調制器直接調制為光信號,該MZM調制器具有5 V的半波電壓、30 dB的消光比和6 dB插入損耗。對于三種調制信號,MZM調制器都偏置在正交點,以獲得線性電光轉換。激光器工作的中心波長在1 310 nm處,發(fā)射功率為11.76 dBm。在這里光鏈路使用的是標準單模光纖(SSMF),它在1 310 nm處的平均損耗為0.34 dB/km。接收機由一個光電探測器(PD)和一個ADC構成。傳輸20 km的單模光纖后,光信號經過可調諧光衰減器連接到PD進行直接檢測,轉換為電信號。光衰減器(VOA)在這里被用來調節(jié)接收光功率,以進行靈敏度測量。為了模擬接收機的帶寬限制,在PD后放置了一個具有20 GHz的3 dB模擬帶寬的LPF。最后,由92 GSa/s ADC模擬示波器采集輸出的數據并保存,將其導入MATLAB用于進一步的離線DSP。

圖3 基于帶寬受限器件的115 GPON 傳輸系統(tǒng)的仿真裝置

圖4(a)～(c)為三種調制格式BER隨MZM激光器的驅動電壓Vpp變化的關系圖。三種調制格式的誤碼率皆隨著Vpp的變化有一段性能比較好的范圍,但是最佳Vpp值不同。從圖中可以看出,PAM-4信號的最優(yōu)Vpp約為250 mV,CAP-16QAM信號的最優(yōu)Vpp約為150 mV,DMT-16QAM信號的最優(yōu)Vpp約為100 mV。接著測量誤碼率性能與偏置電壓Vbais的關系,如圖4(d)所示,這時的Vpp已處于最佳值。測量結果表明,在所選電壓下,三種調制均存在一個最佳偏置電壓區(qū)域,在電壓值為0.5 V的時候,信號誤碼率最低,可以實現(xiàn)系統(tǒng)最佳性能。

4 仿真結果與分析

基于上述參數,對115 Gb/s傳輸系統(tǒng)中PAM,CAP和DMT的性能做了研究比較。為了使三種調制格式的復雜度和帶寬相近,選擇四電平的PAM,CAP和DMT均使用16QAM來調制。在本節(jié)中,針對三種調制格式的峰值平均功率比(PAPR)、接收光功率、光纖色散和接收機熱噪聲進行了研究。

在強度調制直接檢測方案中,信號的幅度比較容易超過器件的線性工作區(qū)域,帶來非線性損傷,從而影響系統(tǒng)性能。圖5對幾種調制格式的PAPR進行了比較。為了方便比較,定義一個互補累計分布函數(CCDF),該變量表示碼元的峰均比超過特定閾值的概率分布。對于多載波調制信號,由于 DMT-16QAM 調制采用傅里葉逆變換將信號變換到時域,因而該時域信號是由多個經過調制的子載波信號疊加得到的,因此會隨機出現(xiàn)峰值很高的輸出幅度,產生較高的 PAPR。而在單載波系統(tǒng)中,不存在這一問題,因此PAM-4和CAP-16QAM有著較低的PAPR,是非常有潛力的調制方式。

圖5 三種調制格式的PAPR

然后在不同接收機帶寬的情況下,研究了PAM-4信號在115 Gb/s系統(tǒng)中的性能。圖6(a)是PAM-4在帶寬為30 GHz的115 Gb/s傳輸系統(tǒng)中背靠背(BtB)和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關系,兩者并沒有太明顯的差距。傳輸20 km的PAM-4信號在 HD-FEC(3.8×10-3) 和 SD-FEC(1×10-2)門限值時的接收光功率分別為-17.95 dBm和-18.76 dBm,考慮到MZM調制器的發(fā)射功率為11.76 dBm,可以得出PAM-4信號在硬判決門限(HD-FEC)和軟判決門限(SD-FEC)的鏈路功率預算分別為29.71 dB和30.52 dB。從圖中很明顯可以看出,當接收光功率達到-14 dBm后,即使再怎么增加接收光功率,PAM-4的誤碼率性能也無法改善,這是因為PD只有30 GHz的帶寬,但PAM-4信號的帶寬達到了37.375 GHz,嚴重超過了器件帶寬,帶寬的限制嚴重影響了信號的性能,導致PAM-4信號存在誤碼平層。圖6(b)是PAM-4在帶寬為20 GHz的115 Gb/s傳輸系統(tǒng)中BtB和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關系,傳輸20 km后號在 HD-FEC門限值時的接收光功率為-17.01 dBm,擁有28.77 dB鏈路功率預算值。與30 GHz帶寬傳輸相比,存在0.9 dB的功率損失。

圖6 PAM-4在115 GPON誤碼率與接收光功率的關系(a) 30 GHz;(b) 20 GHz

接著分別在不同帶寬的系統(tǒng)中,對CAP-16QAM進行了仿真。圖7(a)是CAP-16QAM信號在30 GHz的115 Gb/s傳輸系統(tǒng)中BtB和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關系,在接收光功率較低時,兩者并沒有太明顯的差距,當接收光功率比較高時,BtB系統(tǒng)性能略優(yōu)于20 km傳輸。從圖中可以觀察到,傳輸20 km的CAP-16QAM信號在HD-FEC和SD-FEC門限的接收光功率分別為-13.65 dBm 和-14.60 dBm,考慮到MZM調制器的發(fā)射功率為11.76 dBm,可以算出信號在HD-FEC和SD-FEC門限的鏈路功率預算分別為25.41 dB和26.36 dB。圖7(b)是帶寬為20 GHz傳輸系統(tǒng)中BtB和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關系,傳輸性能明顯變差。傳輸20 km SSMF后在HD-FEC門限的接收光功率為-11.74 dBm,因此得到23.52 dB功率預算。相較于30 GHz帶寬的系統(tǒng),存在1.9 dB功率損失,可見帶寬限制對CAP-16QAM調制的影響。

圖7 CAP-16QAM在115 GPON誤碼率與接收光功率的關系(a) 30 GHz;(b) 20 GHz

圖8分別展示了DMT-16QAM信號在30 GHz帶寬的傳輸系統(tǒng)和20 GHz傳輸系統(tǒng)中BtB和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關系。DMT的優(yōu)點之一就是它可以適應每個子載波的比特和功率分配,以最大化比特率和優(yōu)化系統(tǒng)性能。從圖8(a)中可以觀察到,在30 GHz帶寬系統(tǒng)中傳輸20 km的DMT-16QAM信號在HD-FEC和SD-FEC門限的接收光功率分別為-13.59 dBm 和-14.49 dBm,考慮到MZM調制器的發(fā)射功率為11.76 dBm,可以得到,信號在HD-FEC和SD-FEC門限的鏈路功率預算分別為25.35 dB和26.25 dB。圖8(b)是信號在帶寬為20 GHz的系統(tǒng)中BtB和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關系,傳輸20 km后號在 HD-FEC門限值時的接收光功率為-13.94 dBm,擁有25.7 dB鏈路功率預算值。與30 GHz 帶寬傳輸相比,在HD-FEC閾值處反而有約0.35 dB的功率提升,但是在接收功率較大的地方,還是可以看出性能明顯變差的。

圖8 DMT-16QAM在115 GPON誤碼率與接收光功率的關系(a) 30 GHz;(b) 20 GHz

熱噪聲和暗電流噪聲都是光接收機中存在的噪聲源,對接收機靈敏度性能有很大的影響。即使接收機接收到的是恒定功率的光信號,噪聲的變化也會導致接收靈敏度的變化。在低比特率時,暗電流噪聲很重要,速率很高的時候,暗電流噪聲對整個噪聲的作用不大,可忽略不計,因此在仿真中將其設為0。在這里研究了光接收機靈敏度隨熱噪聲的關系,結果如圖9所示。在發(fā)射機功率為30 mW的條件下,以傳輸系統(tǒng)在PD熱噪聲為10 pA/Hz1/2當作標準,通過隨熱噪聲增加接收機付出的功率代價來衡量三種調制格式對熱噪聲的容忍性。隨著熱噪聲值的增加,接收機的靈敏度出現(xiàn)明顯下降。相較于PD熱噪聲為10 pA/Hz1/2的情況,當熱噪聲達到25 pA/Hz1/2時,PAM-4和DMT-16QAM調制都付出了3.9 dB的功率代價,而CAP-16QAM付出了高達4.9 dB的代價?？梢钥闯?PAM-4和DMT-16QAM調制對熱噪聲的容忍度類似,要明顯高于CAP-16QAM調制,CAP-16QAM是在115 Gb/s傳輸系統(tǒng)中抗熱噪聲性能最差的調制格式。

圖9 三種調制格式接收機靈敏度與熱噪聲的關系

圖10 三種調制格式接收機靈敏度與色散系數的關系

仿真系統(tǒng)中調制器的中心波長被設在了1 310 nm,色散幾乎為0。為了研究PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM在O波段其他波長的色散容限,仿真了三種調制格式的光接收機靈敏度隨熱噪聲的關系,如圖10所示。在發(fā)射機功率為30e-3 W,PD熱噪聲為10 pA/Hz1/2的條件下,以0色散系數作為評判標準,通過隨色散系數增加接收機付出的功率代價來衡量三種調制格式對熱噪聲的容忍性。傳統(tǒng)的IM/DD系統(tǒng)很難抵抗色散帶來的選擇性衰落損傷,系統(tǒng)性能將隨著色散系數的增加而嚴重惡化。從圖中可以看出,隨著色散系數的增加,接收機的靈敏度出現(xiàn)了明顯下降。當色散系數較小時,PAM-4抵抗色散的能力是最好的,CAP-16QAM次之,DMT-16QAM是最差的。當色散系數不斷增大時,CAP-16QAM和PAM-4都有一段急劇惡化的過程,只有DMT-16QAM調制的損耗一直處于線性增長。當色散系數增加到7 s/m2時,PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM調制付出了的功率代價分別為10.1 dBm,9.1 dBm和8.1 dBm?？傮w來說,不管什么調制在色散系數增大時,都會有不同程度的惡化,影響系統(tǒng)傳輸性能。如果要在C波段傳輸的話,就需要采取相應的色散補償措施。

最后總結了HD-FEC門限下三種調制格式使用帶寬受限器件傳輸20 km SSMF后的接收機靈敏度和功率預算,如表1所示。PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM的接收光功率分別為-17.95 dBm,-13.65 dBm和-13.89 dBm?？紤]到激光器11.76 dB的發(fā)射功率,因此三者在3.8×10-3的誤碼率閾值下,鏈路功率預算分別為29.71 dB,25.41 dB和25.35 dB。在100 Gb/s仿真系統(tǒng)中,三種調制的功率預算較為接近,均可以在HD-FEC閾值達到25 dB以上,其中PAM-4擁有最大的功率預算值。

表1 三種調制格式在HD-FEC門限的接收機靈敏度和功率預算

表2給出了SD-FEC門限下三種調制格式使用帶寬受限器件傳輸20 km SSMF后的接收機靈敏度和功率預算,PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM的接收光功率分別為-18.76 dBm,-14.60 dBm和-14.49 dBm?？紤]到激光器11.76 dB的發(fā)射功率,因此三者在3.8×10-3的誤碼率閾值下,鏈路功率預算分別為30.52 dB,26.36 dB和26.25 dB。在系統(tǒng)中,三種調制均可以在SD-DEC閾值達到26 dB以上的功率預算,其中PAM-4擁有最大的功率預算值。

表2 三種調制格式在SD-FEC門限的接收機靈敏度和功率預算

表3總結了在HD-FEC門限下三種調制格式使用兩種帶寬受限器件傳輸20km SSMF后的功率預算損耗,PAM-4和CAP-16QAM在30 GHz系統(tǒng)中的功率預算分別為29.71 dB和25.41 dB,在20 GHz系統(tǒng)中的功率預算分別為28.77 dB和23.52 dB,分別付出了0.94 dB 和1.89 dB的功率代價。DMT-16QAM在30 GHz系統(tǒng)中的功率預算為25.35 dB,在20 GHz系統(tǒng)中的功率預算為25.7 dB,功率預算反而有所提升?？梢奀AP-16QAM受器件帶寬限制的影響最大。

表3 三種調制格式在不同帶寬器件下的功率預算

5 結論

本文在帶寬受限的100 Gb/s強度調制直接檢測系統(tǒng)中,對PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM三種調制格式進行了詳細的仿真對比。結果顯示,使用30 GHz帶寬的接收機,三種調制格式在HD-DEC門限值均可以達到25 dB以上的功率預算,其中PAM-4調制擁有最大的功率預算值,DMT-16 QAM格式的功率預算最小,CAP-16QAM處在中間,因此在沒有限制條件時,PAM-4信號是三種調制中性能最好的。改用20 GHz帶寬的接收機,功率預算波動最大的是CAP-16QAM,可見其對器件帶寬限制最敏感,因此在器件帶寬限制較大時用DMT調制較好。另外,CAP-16QAM的抗熱噪聲性能最差,在溫度不穩(wěn)定熱噪聲較大時,PAM和DMT具有更好的性能。色散對三種調制都有很大的影響。因此這三種調制格式在基于帶寬限制器件的短距離低成本接入網中都有著很好的前景。