基于SiC MOSFET的水下高速電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制研究

翟 理， 汪 洋， 胡利民， 趙旭東， 向世克

(中國(guó)船舶重工集團(tuán)公司第705研究所昆明分部，云南 昆明 650101)

0 引 言

無(wú)刷直流電機(jī)(BLDCM)具有高功率密度、調(diào)速范圍寬、調(diào)速性能好等優(yōu)點(diǎn)，已廣泛應(yīng)用于航空、航天、航海各領(lǐng)域[1]，BLDCM具有較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，影響其控制性能[2-3]，同時(shí)帶來(lái)噪聲等問(wèn)題，限制了其應(yīng)用。因此,如何抑制BLDCM的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)成為了國(guó)內(nèi)外學(xué)者研究的目標(biāo)。電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制主要包括電機(jī)本體設(shè)計(jì)優(yōu)化及控制方法優(yōu)化兩個(gè)方面，近年來(lái)采用控制方法對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)進(jìn)行抑制越來(lái)越得到重視，文獻(xiàn)[4-5]提出了重疊換向法和電流采樣相結(jié)合，改善電機(jī)換相過(guò)程中的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，文獻(xiàn)[6-7]提出調(diào)節(jié)母線電壓來(lái)抑制BLDCM轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，文獻(xiàn)[8-9]通過(guò)改變脈寬調(diào)制(PWM)方式抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。然而國(guó)內(nèi)外學(xué)者在開(kāi)關(guān)頻率對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)影響方面的研究較少，賀虎成等[10]等研究了開(kāi)關(guān)頻率對(duì)BLDCM的影響，但開(kāi)關(guān)頻率僅提升到了15 kHz。胡怡婷等[11]研究了PWM頻率對(duì)高速無(wú)刷電機(jī)轉(zhuǎn)矩的影響，但電機(jī)對(duì)象功率較小，且文獻(xiàn)[10-11]未研究開(kāi)關(guān)頻率提升對(duì)系統(tǒng)的其他影響。

隨著寬禁帶半導(dǎo)體的發(fā)展，以SiC MOSFET為代表的新一代半導(dǎo)體在高頻大功率應(yīng)用中展現(xiàn)出巨大優(yōu)勢(shì)，SiC MOSFET具有開(kāi)關(guān)速度快、開(kāi)關(guān)頻率高、開(kāi)關(guān)損耗低、功率等級(jí)高等優(yōu)點(diǎn)[12]。SiC MOSFET適用于高頻高壓的應(yīng)用場(chǎng)景，本文將SiC MOSFET應(yīng)用于高速電機(jī)功率模塊，通過(guò)提高逆變器開(kāi)關(guān)頻率，研究SiC MOSFET在高開(kāi)關(guān)頻率下對(duì)高速電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制的效果，并通過(guò)Simulink仿真和20 kW BLDCM試驗(yàn)，分析不同開(kāi)關(guān)頻率對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的影響。

1 SiC MOSFET優(yōu)勢(shì)

目前在商業(yè)化硅基電力電子器件應(yīng)用中，最典型的兩種器件就是IGBT和MOSFET。IGBT適用于大功率應(yīng)用場(chǎng)合，其開(kāi)關(guān)頻率一般為5～10 kHz。MOSFET適用于高頻應(yīng)用場(chǎng)合，但是其功率等級(jí)較低，一般應(yīng)用在幾個(gè)kW的功率場(chǎng)合。這兩種Si基功率器件目前均難以勝任較高功率和較高開(kāi)關(guān)頻率的應(yīng)用需求。

隨著電力電子器件技術(shù)的不斷完善，以SiC MOSFET為代表的寬禁帶半導(dǎo)體逐漸問(wèn)世，SiC器件擁有高達(dá)3.26 eV的禁帶寬度，遠(yuǎn)大于Si的1.1 eV，同時(shí)還擁有高擊穿場(chǎng)強(qiáng)和高熱導(dǎo)率，這意味著SiC可以適用于高溫高壓的工作環(huán)境，同時(shí)還擁有極高的開(kāi)關(guān)速度和較小的開(kāi)關(guān)損耗，可以同時(shí)應(yīng)用在高頻大功率需求的場(chǎng)合。圖1為三種半導(dǎo)體器件功率頻率乘積圖[13]。

圖1 三種功率器件功率頻率乘積

2 轉(zhuǎn)矩分析

2.1 導(dǎo)通運(yùn)行區(qū)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)

本文中采用的PWM調(diào)制模式為雙極性調(diào)制模式，因此在下面的分析中對(duì)雙極性調(diào)制模式下BLDCM轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)進(jìn)行分析。

圖2為星形3相6狀態(tài)BLDCM電路拓?fù)洹?/p>

圖2 BLDCM電路拓?fù)?/p>

假設(shè)三相完全對(duì)稱，不計(jì)渦流和磁滯損耗，三相繞組的電壓平衡方程為

(1)

式中：Ua、Ub、Uc為三相電壓；ia、ib、ic為三相電流；ea、eb、ec為反電動(dòng)勢(shì)；L、r為繞組自感及電阻；q為微分算子；uN為中性點(diǎn)電壓。

雙極性調(diào)制模式如圖3所示。

PWM調(diào)制時(shí)一個(gè)周期T內(nèi)相電流變化波形如圖4所示，當(dāng)PWM=ON時(shí)相電流從初始值I0上升至I1，當(dāng)PWM=OFF時(shí)相電流從I1下降到I0，其中D為PWM占空比。

圖4 一個(gè)PWM周期相電流波形

當(dāng)PWM狀態(tài)為ON時(shí)，假設(shè)此時(shí)VT1和VT6導(dǎo)通，電流導(dǎo)通路徑如圖5所示。

圖5 PWM=ON時(shí)導(dǎo)通路徑

此時(shí)開(kāi)關(guān)管VT1和VT6導(dǎo)通，電流流經(jīng)A相和B相，設(shè)此時(shí)電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)幅值ea=E，eb=-E，電壓方程為

(2)

式中：U為直流供電電壓;ia(0)為A相初始相電流值。

當(dāng)PWM調(diào)制頻率足夠高時(shí)，載波周期遠(yuǎn)小于電機(jī)繞組的電氣時(shí)間常數(shù)L/R，可忽略繞組R的影響[14]，解上述方程可得：

(3)

當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率較高時(shí)，相電流上升和下降時(shí)間極短，可視相電流上升沿、下降沿呈線性變化。則一個(gè)PWM周期內(nèi)開(kāi)通完成時(shí)，相電流為

(4)

式中：D為占空比；T為PWM周期。

PWM狀態(tài)為OFF時(shí)，電流導(dǎo)通路徑如圖6所示。

圖6 PWM=OFF時(shí)導(dǎo)通路徑

此時(shí)VT1關(guān)斷，VT6導(dǎo)通，VD4續(xù)流導(dǎo)通，電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)ea=E，eb=-E，此時(shí)電壓方程為

(5)

忽略繞組影響，解上述方程可得：

(6)

則一個(gè)PWM周期結(jié)束時(shí)，相電流值為

(7)

則一個(gè)PWM周期內(nèi)相電流均值為

(8)

式中：f為PWM調(diào)制頻率,f=1/T。

電機(jī)的相電流脈動(dòng)：

(9)

由式(9)可知，BLDCM電流脈動(dòng)由占空比、反電動(dòng)勢(shì)、供電電壓以及開(kāi)關(guān)頻率共同決定，并且隨著開(kāi)關(guān)頻率增大而降低。

根據(jù)電機(jī)理論，開(kāi)關(guān)管VT1和VT6導(dǎo)通的一個(gè)PWM周期內(nèi)電機(jī)平均電磁轉(zhuǎn)矩為

(10)

式中：ω為電機(jī)機(jī)械角速度。

電機(jī)在一個(gè)PWM周期的初始電磁轉(zhuǎn)矩為

(11)

因此可得電機(jī)導(dǎo)通運(yùn)行區(qū)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為

(12)

由式(12)可知，BLDCM導(dǎo)通運(yùn)行區(qū)電磁轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)由占空比、供電電壓、開(kāi)關(guān)頻率共同決定，并且和開(kāi)關(guān)頻率成反比例關(guān)系。因此，可提高開(kāi)關(guān)頻率以抑制電流脈動(dòng)和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，提高電機(jī)性能。

2.2 換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)

當(dāng)導(dǎo)通開(kāi)關(guān)管從VT1、VT2導(dǎo)通換為VT3、VT2相導(dǎo)通時(shí)，換相PWM導(dǎo)通電路圖如圖7所示。

圖7 換相PWM=ON導(dǎo)通電路圖

此時(shí)C相進(jìn)行PWM調(diào)制，A相切換為B相，由于切換初期A相仍有電流存在，通過(guò)VT4二極管進(jìn)行續(xù)流，VT2進(jìn)行PWM調(diào)制，電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)ea=eb=-ec=E，電壓方程為

(13)

C相此時(shí)為非換相相，忽略繞組的影響，解得C相的相電流變化率為

(14)

C相一個(gè)PWM周期內(nèi)開(kāi)通完成時(shí)相電流如下所示：

(15)

換相時(shí)C相PWM為OFF時(shí)電路圖如圖8所示。

圖8 換相PWM=OFF電路圖

此時(shí)電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)ea=eb=-ec=E，電壓方程為

(16)

忽略繞組影響，解得C相電流變化率為

(17)

則在A相關(guān)斷、B相未開(kāi)始換相時(shí)，一個(gè)PWM周期結(jié)束，C相電流值為

(18)

則一個(gè)換相PWM周期內(nèi)C相的相電流平均值為

(19)

式中：f=1/T。

換相電流脈動(dòng)為

(20)

換相平均電磁轉(zhuǎn)矩為

(21)

電磁轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為

(22)

由式(21)可知，換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)與占空比、供電電壓、開(kāi)關(guān)頻率有關(guān)，并且與開(kāi)關(guān)頻率成反比關(guān)系，因此可以通過(guò)提高開(kāi)關(guān)頻率減小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

3 仿真與試驗(yàn)對(duì)比

3.1 開(kāi)關(guān)頻率對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)影響仿真

在Simulink環(huán)境下進(jìn)行BLDCM雙閉環(huán)控制系統(tǒng)仿真試驗(yàn)，電機(jī)定子每相電阻為0.1 Ω，定子總自感為0.1 mH，定子每相繞組互感為0.01 mH，直流供電電壓260 V。由于轉(zhuǎn)矩均值均為-2 N·m，直接用轉(zhuǎn)矩波形波峰和波谷差值表示轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。圖9為開(kāi)關(guān)頻率12.5 kHz時(shí)BLDCM相電流波形，此時(shí)相電流脈動(dòng)為22.9%，圖10為12.5 kHz時(shí)BLDCM轉(zhuǎn)矩波形，此時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為3.146 N·m。

圖9 12.5 kHz相電流波形

圖10 12.5 kHz轉(zhuǎn)矩波形

圖11為開(kāi)關(guān)頻率20.0 kHz時(shí)BLDCM相電流波形，此時(shí)相電流脈動(dòng)為20.4%，圖12為20.0 kHz時(shí)BLDCM轉(zhuǎn)矩波形，此時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為0.886 N·m。

圖11 20.0 kHz相電流波形

圖12 20.0 kHz轉(zhuǎn)矩波形

圖13為開(kāi)關(guān)頻率30.0 kHz時(shí)BLDCM相電流波形，此時(shí)相電流脈動(dòng)為12.4%，圖14為30.0 kHz時(shí)BLDCM轉(zhuǎn)矩波形，此時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為0.795 N·m。

圖13 30.0 kHz相電流波形

圖14 30.0 kHz轉(zhuǎn)矩波形

表1為不同開(kāi)關(guān)頻率下BLDCM相電流脈動(dòng)和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)仿真對(duì)比，可見(jiàn)開(kāi)關(guān)頻率升高后，相電流脈動(dòng)和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)均減小。

表1 不同開(kāi)關(guān)頻率脈動(dòng)仿真對(duì)比

3.2 占空比對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)影響試驗(yàn)

本文在仿真的基礎(chǔ)上進(jìn)行了樣機(jī)功率試驗(yàn)，高速BLDCM樣機(jī)額定功率70 kW以上，極對(duì)數(shù)為3，額定轉(zhuǎn)速20 000 r/min，控制策略為帶Hall傳感器的方波控制。試驗(yàn)選用功率器件選用某公司的SiC MOSFET最高耐壓為1 200 V，最大電流600 A。試驗(yàn)中為了保證開(kāi)關(guān)頻率提高以后試驗(yàn)安全，選擇在20 kW左右進(jìn)行試驗(yàn)，試驗(yàn)時(shí)通過(guò)控制水力測(cè)功機(jī)水門大小施加特定的扭矩，使電機(jī)在特定轉(zhuǎn)速下的特定工作點(diǎn)工作。在固定直流供電電壓232 V條件下分別在開(kāi)關(guān)頻率12.5、20.0、30.0 kHz以及占空比50%、70%、90%下進(jìn)行試驗(yàn)驗(yàn)證。母線電流脈的動(dòng)計(jì)算方式為(最大值-最小值)/均值，其中最大值和最小值可在圖15、圖17、圖19中測(cè)出，母線電流均值則通過(guò)電機(jī)運(yùn)行過(guò)程中直流電源顯示的電流數(shù)值得到。在占空比<100計(jì)算相電流脈動(dòng)時(shí)，用相電流波形第一個(gè)波峰和波谷的差值來(lái)計(jì)算相電流脈動(dòng)，計(jì)算時(shí)為了簡(jiǎn)便，用波峰值代替相電流均值，此時(shí)：相電流脈動(dòng)=(波峰-波谷)/波峰。

圖15為開(kāi)關(guān)頻率12.5 kHz、占空比50%條件下母線電流波形，母線電流均值為27 A，電流最大為144.29 A，最小為-77.59 A，脈動(dòng)為822%，此時(shí)電機(jī)轉(zhuǎn)速為6 433 r/min。

圖15 12.5 kHz、50%占空比母線電流

圖16為開(kāi)關(guān)頻率12.5 kHz、占空比50%條件下相電流波形，脈動(dòng)為52%。

圖16 12.5 kHz、50%占空比相電流

圖17為開(kāi)關(guān)頻率12.5 kHz、占空比70%條件下母線電流波形，母線電流均值為57 A，電流最大為208 A，最小為-57.9 A，脈動(dòng)為466%，此時(shí)電機(jī)轉(zhuǎn)速為8 800 r/min。

圖17 12.5 kHz、70%占空比母線電流

圖18為開(kāi)關(guān)頻率12.5 kHz、占空比70%條件下相電流波形，脈動(dòng)為35%。

圖18 12.5 kHz、70%占空比相電流

圖19為開(kāi)關(guān)頻率12.5 kHz、占空比90%條件下母線電流波形，母線電流均值為76，電流最大為153.28 A，最小為5.09 A，脈動(dòng)為195%，此時(shí)電機(jī)轉(zhuǎn)速為11 233 r/min。

圖19 12.5 kHz、90%占空比母線電流

圖20為開(kāi)關(guān)頻率12.5 kHz、占空比90%條件下相電流波形，脈動(dòng)為14.4%。

圖20 12.5 kHz、90%占空比相電流

可見(jiàn)隨著PWM占空比逐漸升高，相電流脈動(dòng)和母線脈動(dòng)均呈減小趨勢(shì)，這與數(shù)學(xué)分析以及仿真結(jié)果均是相符的。

3.3 開(kāi)關(guān)頻率對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)影響試驗(yàn)

圖21為開(kāi)關(guān)頻率20.0 kHz、占空比50%條件下母線電流波形，母線電流均值為27 A，電流最大為86.5 A，最小為-13.8 A，脈動(dòng)為371%。

圖21 20.0 kHz、50%占空比母線電流

圖22為開(kāi)關(guān)頻率20.0 kHz、占空比50%條件下相電流波形，脈動(dòng)為33%。

圖22 20.0 kHz、50%占空比相電流

圖23為開(kāi)關(guān)頻率30.0 kHz、占空比50%條件下母線電流波形，母線電流均值為27 A，電流最大為45.55 A，最小為10.55 A，脈動(dòng)129%。

圖23 30.0 kHz、50%占空比母線電流

圖24為開(kāi)關(guān)頻率30.0 kHz、占空比50%條件下相電流波形，脈動(dòng)為14%。

圖24 30.0 kHz、50%占空比相電流

由以上試驗(yàn)結(jié)果波形結(jié)果可見(jiàn)，母線電流脈動(dòng)和相電流脈動(dòng)均隨著開(kāi)關(guān)頻率的升高而降低，這與數(shù)學(xué)分析和仿真結(jié)果是相符的。

表2～表4為SiC MOSFET逆變器開(kāi)關(guān)頻率分別為在不同開(kāi)關(guān)頻率，占空比分別為50%、70%、90%時(shí)的相電流脈動(dòng)和母線電流脈動(dòng)值對(duì)比，開(kāi)關(guān)頻率40.0 kHz以上時(shí)，相電流第一個(gè)波峰和波谷的差距很小，未予以統(tǒng)計(jì)。從2～表4表中試驗(yàn)結(jié)果可見(jiàn)，開(kāi)關(guān)頻率不變，占空比升高可以減小BLDCM相電流脈動(dòng)和母線電流脈動(dòng)，占空比一定時(shí)，提高逆變器開(kāi)關(guān)頻率可以大幅減小相電流脈動(dòng)和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。

表2 50%占空比下各開(kāi)關(guān)頻率電流脈動(dòng)

表3 70%占空比下各開(kāi)關(guān)頻率電流脈動(dòng)

表4 90%占空比下各開(kāi)關(guān)頻率電流脈動(dòng)

表5為90%占空比下不同開(kāi)關(guān)頻率時(shí)的電機(jī)效率對(duì)比。

表5 90%占空比下不同關(guān)頻率時(shí)的電機(jī)全系統(tǒng)效率

從表5中結(jié)果可見(jiàn)，隨著開(kāi)關(guān)頻率升高，電機(jī)效率逐漸降低，因此開(kāi)關(guān)頻率升高可以減小電機(jī)的電流脈動(dòng)。在本例中，開(kāi)關(guān)頻率從12.5 kHz增加到20.0 kHz時(shí)，逆變器開(kāi)關(guān)損耗增大，由于開(kāi)關(guān)頻率提升，電機(jī)本體損耗降低，此時(shí)電機(jī)系統(tǒng)效率保持不變，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率上升到30.0 kHz以上時(shí)，由于逆變器開(kāi)關(guān)損耗增加比重大于電機(jī)本體損耗降低的比重，所以整個(gè)系統(tǒng)效率會(huì)降低。

4 結(jié) 語(yǔ)

本文研究水下有限空間內(nèi)大功率高速BLDCM電流脈動(dòng)問(wèn)題，利用SiC MOSFET開(kāi)關(guān)頻率高、開(kāi)關(guān)損耗小的優(yōu)勢(shì)，開(kāi)展在較高開(kāi)關(guān)頻率下SiC MOSFET對(duì)高速電機(jī)電流脈動(dòng)的抑制研究。仿真和試驗(yàn)結(jié)果表明，使用SiC MOSFET功率器件將逆變器開(kāi)關(guān)頻率提高后，電機(jī)相電流脈動(dòng)和母線電流脈動(dòng)均有大幅度減小，但是隨著開(kāi)關(guān)頻率提高到一定程度后，整個(gè)系統(tǒng)效率會(huì)下降，在實(shí)際應(yīng)用中根據(jù)應(yīng)用需求綜合選用合適的開(kāi)關(guān)頻率。