三相橋式逆變電路電流檢測方法綜述

申永鵬 劉 迪 梁偉華 郭磊磊 王延峰

三相橋式逆變電路電流檢測方法綜述

申永鵬 劉 迪 梁偉華 郭磊磊 王延峰

（鄭州輕工業(yè)大學(xué)電氣信息工程學(xué)院 鄭州 450002）

可靠、精確的電流檢測是三相橋式逆變電路控制和保護(hù)策略的關(guān)鍵。針對三相橋式逆變電路電流檢測問題，該文首先分析霍爾、磁通門和分流器三種電流傳感器的工作原理，比較三者檢測特性及優(yōu)缺點(diǎn)。然后從高端電流檢測、低端電流檢測和復(fù)合電流檢測三個方面對多電流傳感器方法進(jìn)行的綜述分析；從脈寬調(diào)制波形調(diào)整、電壓矢量合成和狀態(tài)觀測三個方面對直流母線單電流傳感器電流檢測方法進(jìn)行分析；從中間橋臂耦合、上下橋臂耦合和多支路耦合三個方面對多位置耦合電流檢測方法進(jìn)行分析；從固有誤差和采樣誤差兩個方面對電流檢測誤差的產(chǎn)生機(jī)理及解決方法進(jìn)行分析。最后對三相橋式逆變電路以及相關(guān)電力電子電路變換器電流檢測方法的發(fā)展趨勢進(jìn)行展望。

電流檢測 電流傳感器 直流母線采樣 多位置耦合 檢測誤差

0 引言

作為典型的電力電子電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，三相橋式逆變電路廣泛應(yīng)用于交流電機(jī)驅(qū)動、并網(wǎng)逆變器等電力電子裝置。電流檢測主要用來為三相橋式逆變電路的控制策略、保護(hù)策略提供電流參數(shù)，如何可靠、精確地獲取電流信息是實(shí)現(xiàn)逆變電路高效、高性能運(yùn)行的關(guān)鍵[1-4]。

在三相橋式逆變電路中，需要對高頻波動的直流母線或三相負(fù)載電流瞬時值進(jìn)行檢測，其檢測結(jié)果用來為電流、磁鏈的閉環(huán)控制提供反饋值，或者為開關(guān)器件、負(fù)載的過電流保護(hù)提供參考。

目前，電流檢測傳感元件主要包括霍爾電流傳感器、磁通門電流傳感器和分流器。常見的電流檢測方法包括：①使用兩個或三個電流傳感器在負(fù)載的高端（交流輸出側(cè)）進(jìn)行電流檢測；②使用兩個或三個電流傳感器在低端（下橋臂）檢測；③使用單電流傳感器在直流母線上進(jìn)行電流檢測；④使用單霍爾/磁通門電流傳感器采用多位置耦合方式進(jìn)行電流檢測。

伴隨著電力電子高頻化發(fā)展趨勢，以及逆變器性能、可靠性要求的提升，目前三相橋式逆變電路電流檢測面臨的主要挑戰(zhàn)包括：①如何提升全量程電流檢測精度，尤其是小電流的檢測精度，以提升電機(jī)低速、低轉(zhuǎn)矩下的控制精度，或者確保并網(wǎng)逆變器在弱光、低風(fēng)速下的可靠工作；②如何消除多個電流傳感器參數(shù)不一致性造成的測量誤差，以提升逆變器的控制精度；③如何通過優(yōu)化電流傳感器安裝位置、開發(fā)新型PWM方法，以確保單電流傳感器能夠?yàn)榭刂撇呗蕴峁┩陚涞碾娏鞣答佇畔ⅲ?④如何在多應(yīng)用背景下，針對不同誤差類型，開發(fā)消除直接檢測誤差和間接導(dǎo)致誤差的融合性方法，是提升電流檢測精度面臨的重大挑戰(zhàn)。

針對三相橋式逆變電路電流檢測問題，本文從傳感器工作原理及特性、多傳感器安裝位置、單傳感器電流檢測系統(tǒng)的基本工作原理和實(shí)現(xiàn)方法、多位置耦合電流檢測方法的電流耦合路徑以及電流檢測誤差的產(chǎn)生機(jī)理和消除方法等方面入手，對現(xiàn)有三相橋式逆變電路電流檢測方法進(jìn)行了綜述分析，并對其發(fā)展進(jìn)行了展望。

1 電流傳感器

1.1 霍爾電流傳感器

霍爾電流傳感器的基本工作原理為霍爾效應(yīng)，可實(shí)現(xiàn)直流電流、交流電流的隔離檢測，根據(jù)其結(jié)構(gòu)和磁通測量方式，可分為開環(huán)式霍爾電流傳感器和閉環(huán)式霍爾電流傳感器[5]。

開環(huán)霍爾電流傳感器結(jié)構(gòu)如圖1所示，開環(huán)式霍爾電流傳感器由霍爾元件、磁心以及放大電路三部分組成。當(dāng)被測電流流經(jīng)放置于測量孔位的導(dǎo)線時，在環(huán)形磁心內(nèi)產(chǎn)生與電流強(qiáng)度成正比的磁通量；根據(jù)霍爾效應(yīng)，放置于磁環(huán)氣隙內(nèi)的霍爾元件受該磁通量作用，將在霍爾元件兩端產(chǎn)生正比于磁感應(yīng)強(qiáng)度的電動勢差Hall，再經(jīng)放大電路，輸出正比于電流信號的電壓信號out，即

式中，為磁感應(yīng)強(qiáng)度，=，為磁環(huán)氣隙截面積；Hall為霍爾激勵電流；Hall為霍爾系數(shù)；為霍爾元件厚度。

圖1 開環(huán)霍爾電流傳感器結(jié)構(gòu)

Fig.1 Structure of open-loop Hall current sensor

開環(huán)霍爾電流傳感器的特性：①結(jié)構(gòu)簡單、可靠性好、過載能力強(qiáng)；②由如圖2所示的軟磁材料磁滯曲線可知，隨著磁場強(qiáng)度的增加，磁感應(yīng)強(qiáng)度呈現(xiàn)非線性變化，導(dǎo)致線性度較差；③動態(tài)響應(yīng)特性較差、頻帶寬度窄。

圖2 典型軟磁材料磁滯曲線

由上述分析可知，磁心的-曲線非線性特性是導(dǎo)致開環(huán)霍爾電流傳感器線性度較差的主要因素。閉環(huán)霍爾電流傳感器通過引入零磁通法，有效地提升了測量精度，屬于磁平衡電流傳感器，由磁心、霍爾元件、放大電路和二次線圈四部分組成，其結(jié)構(gòu)如圖3所示。測量原理為：被測電流流經(jīng)放置于測量孔位的導(dǎo)線時，在環(huán)形磁心內(nèi)產(chǎn)生磁通量，二次線圈產(chǎn)生大小相等、方向相反的磁通，此時霍爾元件內(nèi)部為零磁通。對于直流或者低頻交流，反向磁通過小，磁通量和無法完全抵消，根據(jù)霍爾元件檢測到剩余磁通量，閉環(huán)控制電路立刻調(diào)整補(bǔ)償電流以維持零磁通狀態(tài)，通過檢測二次線圈電流s即可實(shí)現(xiàn)電流測量。

圖3 閉環(huán)霍爾電流傳感器結(jié)構(gòu)

1.2 磁通門電流傳感器

磁通門傳感器是利用鐵磁體在磁飽和區(qū)時的磁導(dǎo)率非線性特性實(shí)現(xiàn)磁場測量的一種裝置。它具有高靈敏度、良好的溫度穩(wěn)定性，適用于微弱磁場的檢測。在如圖3所示閉環(huán)霍爾電流傳感器結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，由磁通門傳感器代替霍爾元件進(jìn)行剩余磁通量檢測便可構(gòu)成磁通門電流傳感器。

磁通門傳感器由磁心、勵磁電路、勵磁繞組、檢測繞組和信號處理電路等組成，如圖4所示。當(dāng)勵磁電路輸出角頻率為的正弦勵磁電流e=0sin(t)時，產(chǎn)生的勵磁磁場強(qiáng)度為e=10sin(t)，1為勵磁繞組匝數(shù)。當(dāng)磁心飽和時，其磁導(dǎo)率隨著e周期性變化。由于為標(biāo)量，其變化周期為e的一半，

圖4 磁通門傳感器結(jié)構(gòu)

故其頻率為2，可描述為

式中，0=10；為磁心截面積。對式（3）進(jìn)行分解，其僅包含勵磁磁場強(qiáng)度e的奇次諧波。當(dāng)被測磁場m≠0時，檢測繞組兩端電動勢為

由式（4）可知，當(dāng)被測磁場強(qiáng)度m≠0時，檢測繞組兩端電動勢中出現(xiàn)了幅值與被測磁場強(qiáng)度m成正比的偶次諧波。信號處理電路提取感應(yīng)電動勢的特定偶次諧波分量的幅值，便可得出被測磁場強(qiáng)度。

得益于磁通門傳感器較高的靈敏度和良好的溫度穩(wěn)定性，磁通門電流傳感器的精度和穩(wěn)定性較閉環(huán)霍爾電流傳感器有了顯著提升。此外，磁通門電流傳感器可采用整體磁心結(jié)構(gòu)，消除氣隙、漏磁以及安裝位置偏差對剩余磁通量檢測的影響。但是，由于勵磁信號的存在，其輸出信號的噪聲較霍爾電流傳感器大。

1.3 分流器

分流器本質(zhì)是一個低值電阻，當(dāng)被測電流流經(jīng)分流器時，其兩端產(chǎn)生與被測電流成正比的電位差，通過對該電位差的隔離、放大，便可實(shí)現(xiàn)交直流電流測量。

典型分流器電流測量電路由分流器、前端放大電路、差分隔離電路和信號調(diào)理電路四部分構(gòu)成，如圖5所示。前端放大電路一般采用同相差分輸入方式，在放大分流器輸出微弱差分信號的同時，以單位增益通過共模電壓，提升了檢測電路的信噪比和共模電壓抑制比（Common-Mode rejection Ratio, CMR）；差分隔離電路主要用于將前端放大電路輸出的差分信號轉(zhuǎn)化為單端信號并進(jìn)行隔離；信號調(diào)理電路主要用于將差分隔離電路輸出的信號進(jìn)行偏置、放大等調(diào)理，以匹配后端的A-D轉(zhuǎn)換電路[8-9]。

圖5 典型分流器電流測量電路

一方面，由于大電流流經(jīng)分流器時，會產(chǎn)生額外的熱量，分流器額定阻值應(yīng)適當(dāng)降低；另一方面，分流器阻值過低會造成低電流測量時兩端電位差過低，進(jìn)而影響測量精度。因此，分流器阻值的選取應(yīng)綜合考慮高電流時的熱損耗和低電流時的電位 差[9-10]。工程中，一般選取由錳銅、康銅或者鎳鉻合金等低溫度系數(shù)材料制成的精密電阻，阻值一般為100mW至數(shù)mW[9]。

由于溫度是影響分流器測量精度和穩(wěn)定性的重要因素，目前關(guān)于分流器電流測量的研究主要集中于消除不同材料結(jié)合點(diǎn)處熱電動勢對測量精度的影響，以及如何通過數(shù)據(jù)分析修正溫度對測量精度的影響[10-13]。

除分流器的溫度特性之外，影響分流器電流測量電路性能的關(guān)鍵因素還包括分流器的分布電感、信號處理電路的靜態(tài)和動態(tài)性能等。在小量程電流檢測時，分流器測量電路具有精度高、響應(yīng)速度快、線性度好等優(yōu)點(diǎn)。

2 多傳感器電流檢測方法

三相橋式逆變電路中，通常采用三個電流傳感器來實(shí)現(xiàn)相電流的檢測。此外，根據(jù)KCL定律，僅通過測量兩相電流，也可計(jì)算出第三相電流。根據(jù)多電流傳感器的安裝位置，可分為高端電流檢測、低端電流檢測和復(fù)合電流檢測。

2.1 高端電流檢測方法

兩電流傳感器高端檢測電路如圖6所示，采用高端電流檢測時，電流傳感器安裝于ABC三相的輸出端，可采用霍爾、磁通門和分流器等傳感器形式。其優(yōu)點(diǎn)在于：①可采用兩電流傳感器，完全替代三電流傳感器；②被測電流與開關(guān)狀態(tài)無關(guān)，可在任意時刻實(shí)現(xiàn)電流采樣；③當(dāng)采用分流器時，采用差分信號處理方式可避免地電平噪聲干擾。

圖6 兩電流傳感器高端檢測電路

主要缺點(diǎn)在于：①采用分流器時，需要采用隔離放大電路或采用高共模電壓差分放大器，信號處理電路復(fù)雜；②由于信號處理電路中元件較多，溫度變化、元器件參數(shù)差異將引入額外誤差，同時，電路的動態(tài)性能受運(yùn)放壓擺率等參數(shù)的限制。

2.2 低端電流檢測方法

兩電流傳感器低端檢測電路如圖7所示，采用低端電流檢測方法時，電流傳感器安裝于逆變器的下橋臂，同樣可采用霍爾、磁通門和分流器等傳感器形式[14-16]。

圖7 兩電流傳感器低端檢測電路

定義上橋臂導(dǎo)通用1表示，下橋臂導(dǎo)通用0表示。當(dāng)下橋臂全部導(dǎo)通（000）時，由于三相感應(yīng)負(fù)載的存在，電流傳感器將檢測到續(xù)流電流存在，續(xù)流回路如圖8所示。

圖8 V0(000)作用時續(xù)流回路

低端電流檢測方法可采用兩電流傳感器或者三電流傳感器，兩種方法主要區(qū)別為：①由于低端采樣僅在（000）狀態(tài)存在檢測窗口，當(dāng)某一相0狀態(tài)作用時間過短時，只能采用壓擺率更高的運(yùn)算放大器或帶寬更高的霍爾/磁通門電流傳感器；②當(dāng)采用三電流傳感器時，可通過選擇0狀態(tài)作用時間較長的兩相進(jìn)行測量，并根據(jù)KCL定律計(jì)算出第三相電流。低端采樣時序如圖9所示，C相0狀態(tài)作用時間過短，可僅通過AB兩相電流的采樣值，計(jì)算出C相電流，上述過程也稱為“跳躍檢測”。

圖9 低端采樣時序

低端電流檢測的主要優(yōu)點(diǎn)在于：①采用分流器時，信號共模電壓低，可使用低成本普通運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)高精度電流檢測；②實(shí)現(xiàn)了續(xù)流電流測量，為單電流傳感器多位置耦合電流測量奠定了基礎(chǔ)。

其主要缺點(diǎn)在于：①測量時刻受開關(guān)狀態(tài)制約；②采用分流器時，測量信號易受地電平噪聲干擾；③隨著頻率進(jìn)一步升高，電流測量窗口逐漸縮短，電流傳感器及其信號處理電路必須有足夠高的帶寬。

2.3 復(fù)合電流檢測方法

考慮高低端電流檢測的優(yōu)勢互補(bǔ)，復(fù)合電流檢測系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及電流路徑如圖10所示。霍爾/磁通門電流傳感器安裝于低端檢測位置同時耦合高端電流回路。當(dāng)7(111)作用時續(xù)流回路如圖10a所示，電流傳感器S1流經(jīng)B相電流；當(dāng)0(000)作用時續(xù)流回路如圖10b所示，電流傳感器流過的電流為B、A兩相電流之差。電流傳感器S1的電流檢測值為

式中，1為增益；a、b分別為A、B兩相電流。

圖10 復(fù)合電流檢測系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及電流路徑

Fig.10 Structure and current path of composite current detection system

由式（5）可知，復(fù)合電流檢測采用單一霍爾/磁通門電流傳感器消除了高端/低端電流檢測多個傳感器參數(shù)不一致的缺點(diǎn)。該電路結(jié)構(gòu)中電流傳感器S1和電流傳感器S2可組合獲得更多電流信息，實(shí)現(xiàn)差分式補(bǔ)償零點(diǎn)漂移[17]。復(fù)合電流檢測方法的主要缺點(diǎn)在于使用兩個霍爾/磁通門電流傳感器成本高，且無法消除由傳感器不一致性帶來的測量 誤差。

綜上所述，三種多傳感器電流檢測方法的對比分析見表1。

表1 三種多傳感器電流檢測方法的對比分析

3 單傳感器電流檢測方法

單電流傳感器電流檢測技術(shù)主要分為直流母線單電流傳感器檢測和多位置耦合電流檢測方法兩大類。其中，前者又可細(xì)分為PWM波形調(diào)整方法、電壓矢量合成方法和狀態(tài)觀測法，后者可細(xì)分為中間橋臂耦合、上下橋臂耦合和多支路耦合電流檢測方法，單電流傳感器控制技術(shù)分類如圖11所示。

圖11 單電流傳感器控制技術(shù)分類

3.1 直流母線單電流傳感器檢測方法

空間矢量脈寬調(diào)制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）方式下，三相兩電平逆變器存在八種基本開關(guān)狀態(tài)，構(gòu)成了PWM逆變器的八種基本電壓矢量，分別為6個基本非零矢量1(100)、2(110)、3(010)、4(011)、5(001)、6(101)和2個零矢量0(000)、7(111)。SVPWM的空間電壓矢量如圖12所示，6個非零矢量將復(fù)平面空間分為如圖12所示的6個扇區(qū)[18-24]。

圖12 SVPWM的空間電壓矢量

根據(jù)三相兩電平逆變器的電路原理以及SVPWM的工作原理，通過將電流傳感器安裝在直流母線上，在不同的基本電壓矢量作用下直流母線電流與電機(jī)的相電流的關(guān)系不同，可以分析得到不同開關(guān)狀態(tài)時母線電流與繞組相電流的對應(yīng)關(guān)系，見表2。

表2 電壓矢量與繞組相電流的對應(yīng)關(guān)系

定義系數(shù)X（=1, 2, 3），X=1表示上橋臂開關(guān)導(dǎo)通，X=0表示下橋臂開關(guān)導(dǎo)通，因此可以得到相電流與母線電流的關(guān)系[20]，即

在實(shí)際直流母線采樣中，必須結(jié)合開關(guān)器件的實(shí)際特性，為電流檢測單元提供可靠的時間窗口sig，定義最小采樣時間min[24]為

式中，es為直流母線電流建立時間；db為三相逆變電路的死區(qū)時間；rise為導(dǎo)通后電流上升所需要的時間；sr為電流波動后需要穩(wěn)定的時間；con為數(shù)模轉(zhuǎn)換器A-D的工作時間。

當(dāng)滿足式（8）時，PWM占空比接近，開關(guān)狀態(tài)維持時間太短，無法進(jìn)行可靠的電流采樣，故該區(qū)域稱為不可觀測區(qū)域，包括低、過調(diào)制區(qū)域和扇區(qū)邊界，如圖12所示。

為實(shí)現(xiàn)不可觀測區(qū)域內(nèi)的電流采樣，直流母線單電流傳感器檢測方法可分為三類。

1）PWM波形調(diào)整方法

文獻(xiàn)[25]使用三個相鄰的開關(guān)狀態(tài)構(gòu)成參考電壓，提出了三態(tài)脈寬調(diào)制（Three-State Pulse Width Modulation, TSPWM）方法，在縮小了不可觀測區(qū)域的同時減小了共模電壓。文獻(xiàn)[26]通過移動PWM而產(chǎn)生滿足最小采樣時間的電流檢測窗口，實(shí)現(xiàn)了不可觀測區(qū)域內(nèi)的電流檢測。文獻(xiàn)[27-29]提出了開關(guān)狀態(tài)相移（SSPS）相電流重構(gòu)方法，擴(kuò)大了電流檢測窗口。調(diào)整PWM波形將導(dǎo)致傳統(tǒng)SVPWM的對稱性消失，從而改變輸出電流紋波，進(jìn)而影響三相電流總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD），不同方法對THD的影響如圖13所示。

圖13 文獻(xiàn)THD總結(jié)

2）電壓矢量合成方法

文獻(xiàn)[30]采用零電壓矢量采樣方法（Zero Voltage Vector Sampling Method, ZVVSM）時檢測電流，實(shí)現(xiàn)了不可觀測區(qū)域內(nèi)電流的檢測，但并未考慮零電壓矢量檢測導(dǎo)致的電流諧波問題。文獻(xiàn)[31]提出了基于傳統(tǒng)SVPWM和互補(bǔ)非零矢量的混合脈寬調(diào)制策略，在保證可觀測區(qū)域低電流畸變的情況下，實(shí)現(xiàn)了不可觀測區(qū)域內(nèi)的電流檢測。文獻(xiàn)[32-33]針對有效電壓矢量持續(xù)時間過短的問題，提出了插入測量矢量法（Measurement Vector Insertion Method, MVIM）相電流重構(gòu)。文獻(xiàn)[34]使用互補(bǔ)有效矢量代替零矢量，解決了低速狀態(tài)下的電流重構(gòu)問題。文獻(xiàn)[35]在過調(diào)制區(qū)域內(nèi)通過電流疊加降低了電流重構(gòu)誤差，與傳統(tǒng)的SVPWM相比THD降低12%（從15%到3%）。文獻(xiàn)[36]對6個扇區(qū)內(nèi)的不可觀測區(qū)域進(jìn)行再次劃分，提出了混合脈寬調(diào)制策略，消除了不可觀測區(qū)域。文獻(xiàn)[37-41]把單電流傳感器技術(shù)引入到了多電平應(yīng)用中。文獻(xiàn)[42]在三電平中點(diǎn)鉗位型（Neutral Point Clamped, NPC）逆變器中使用單電流傳感器重構(gòu)三相電流，通過電壓補(bǔ)償擴(kuò)大了不可觀測區(qū)域。文獻(xiàn)[43]針對三電平逆變器，提出了基于移相法的電流重構(gòu)策略，擴(kuò)大了不可觀測區(qū)域。電壓矢量合成方法對比見表3。

表3 電壓矢量合成方法對比

3）狀態(tài)觀測法

針對在PWM載波頂部或底部的重構(gòu)電流和測量電流之間存在差異的問題，文獻(xiàn)[44]提出了電流預(yù)測方法，降低了電流紋波和電機(jī)轉(zhuǎn)矩波動。文獻(xiàn)[45]針對三相永磁同步電機(jī)（Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM）控制器的相電流重構(gòu)問題，利用正弦曲線擬合觀測器，從母線電流中提取相電流信息，從而對電機(jī)進(jìn)行矢量控制。文獻(xiàn)[46]通過設(shè)計(jì)電流觀測器，利用單相電阻估算三相電流，提出了一種新型單電阻電流重構(gòu)技術(shù)。文獻(xiàn)[47]提出了基于電機(jī)abc三相坐標(biāo)系的電流狀態(tài)觀測器方法，通過計(jì)算不同矢量作用下瞬時電流變化率來分步預(yù)測電流，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)不可觀測區(qū)域內(nèi)的相電流重構(gòu)。文獻(xiàn)[29, 48]提出了在消除不可觀測區(qū)域的同時，能夠補(bǔ)償采樣延遲的預(yù)測狀態(tài)觀測器方法。文獻(xiàn)[49]提出了基于三個獨(dú)立自適應(yīng)相電流觀測器的單傳感器相電流重構(gòu)方法，即使在低調(diào)制度下也能保證精確的相電流估計(jì)。針對相電流重構(gòu)中存在的采樣不同步問題，文獻(xiàn)[50]提出了拉格朗日插值法相電流預(yù)測方法，仿真證明了其可行性。文獻(xiàn)[51]分析了由單電流傳感器引起的分時采樣誤差，提出了基于電機(jī)簡化數(shù)學(xué)模型的補(bǔ)償方法，提高了電流重構(gòu)精度。在確保滿足最小采樣時間前提下，文獻(xiàn)[52-56]使用電壓注入方法提高了重構(gòu)精度。狀態(tài)觀測主要包括觀測器法、預(yù)測狀態(tài)觀測器法和電壓注入法，三種方法的對比見表4。

表4 狀態(tài)觀測方法對比

3.2 多位置耦合電流檢測方法

多位置耦合方式利用單霍爾/磁通門電流傳感器，可實(shí)現(xiàn)多支路分時電流測量，通過重新設(shè)計(jì)傳感器電流傳輸路徑，實(shí)現(xiàn)了單電流傳感器電流檢測。根據(jù)傳感器安裝位置和電流耦合方式，多位置耦合電流檢測方法可分為中間橋臂耦合方式（Inter- mediate Bridge Arm Coupling, IBAC）、上下橋臂耦合方式（Upper-Lower Bridge Arm Coupling, ULBAC）和多支路耦合方式（Multi-Position Coupling, MPC）。

1）中間橋臂耦合方式

分析參考電壓矢量PWM周期構(gòu)成可發(fā)現(xiàn)，有效矢量作用時間過短的情況下，零矢量0(000)、7(111)作用時間增加，故可通過在零矢量工作時，分析電流與傳感器位置之間的關(guān)系，以實(shí)現(xiàn)低調(diào)制區(qū)域內(nèi)的電流測量。

中間橋臂耦合單霍爾/磁通門電流檢測電路及電流路徑如圖14所示，單霍爾/磁通門傳感器中流經(jīng)A相中間橋臂和B相輸出電流[57-58]。在零矢量7(111)作用時，相電流通過上橋臂、二極管和繞組續(xù)流，此時電流導(dǎo)通情況如圖14a所示（箭頭表示續(xù)流通路）。此時單霍爾/磁通門電流傳感器采樣電流smp為

在零矢量0(000)作用時，相電流通過下橋臂、二極管和負(fù)載續(xù)流，電流導(dǎo)通情況如圖14b所示。此時單霍爾/磁通門電流傳感器采集電流信息為

結(jié)合KCL可知，a+b=-c，故

圖15所示為中間橋臂單霍爾/磁通門電流傳感器電流檢測時序，圖中，1和2為采樣時刻，A、B、C為載波時刻，a～c為開關(guān)狀態(tài)。不同開關(guān)狀態(tài)時電壓矢量與繞組相電流對應(yīng)關(guān)系見表5，由于零矢量電流可測[59-60]，可采用4個可測量電流窗口中不同的兩個電流值來完成相電流重構(gòu)，完成低調(diào)制區(qū)向空間矢量六邊形邊界移動。

2）上下橋臂耦合方式

由于位置耦合的靈活性，單霍爾/磁通門電流傳感器還可采用如圖16所示的上下橋臂耦合方式[61]。傳感器安裝在下橋臂VT2、VT4之間的干路上，同時耦合了VT1、VT3之間線路。若單霍爾/磁通門電流傳感器僅位于VT2、VT4之間干路時，將只能獲得(0)（=0或1）作用時的電流測量值，一共有1(100)、2(110)、3(010)、0(000)四種情況可完成電流測量[50-55]，同時存在著更大的不可觀測區(qū)域。而耦合VT1、VT3之間線路，可在完成有效矢量測量的同時，實(shí)現(xiàn)零矢量7(111)的檢測。零矢量7(111)作用時，上橋臂導(dǎo)通，導(dǎo)通路徑如圖16a所示，由于續(xù)流原因，零矢量0(000)作用時，下橋臂導(dǎo)通，導(dǎo)通路徑如圖16b所示。

圖15 中間橋臂耦合單霍爾/磁通門電流采樣時序

表5 IBAC電壓矢量與繞組相電流的對應(yīng)關(guān)系

圖16 上下橋臂耦合單霍爾/磁通門電流檢測電路及電流路徑

ULBAC電壓矢量與繞組相電流的對應(yīng)關(guān)系見表6。由表6可知，與傳統(tǒng)單傳感器直流母線相電流檢測方法相比，ULBAC方法在保持原有電流檢測窗口的同時，增加了零矢量電流檢測窗口，相電流重構(gòu)策略更靈活[62-64]。

表6 ULBAC電壓矢量與繞組相電流的對應(yīng)關(guān)系

3）多支路耦合方式

上述兩種耦合方式增加了不可觀測區(qū)域的電流檢測窗口，其缺點(diǎn)為在零矢量作用時段內(nèi)進(jìn)行電流采樣的同時也會造成正常區(qū)域內(nèi)有效矢量無法測量。文獻(xiàn)[65]創(chuàng)新性地提出了如圖17所示的多位置耦合單霍爾/磁通門電流傳感器安裝位置，可同時完成有效矢量和零矢量作用時段內(nèi)的電流檢測。

圖17 多位置耦合單霍爾/磁通門電流傳感器安裝位置

文獻(xiàn)[65]對矢量扇區(qū)內(nèi)存在不可觀測區(qū)域的原因進(jìn)行了分析，為兼顧有效矢量和零矢量電流檢測，可得出測量位置與測量電流、分區(qū)與可用于檢測的矢量之間的關(guān)系，分別見表7和表8。

表7 MPC分區(qū)與可用矢量關(guān)系

表8 MPC測量位置與測量電流的關(guān)系

如圖17所示的多支路耦合方式，融入了多個傳感器測量位置，同時探索了位置耦合與電流之間的對應(yīng)關(guān)系，既可以完成傳統(tǒng)SVPWM可觀測區(qū)域的有效矢量的測量，又可以測量零矢量，從而擴(kuò)展了電流的可觀測區(qū)域。但是，由表7和表8可知，找到可確保每個分區(qū)內(nèi)都能檢測到電流的共同矢量，是實(shí)現(xiàn)多位置耦合電流檢測的關(guān)鍵[65]。

IBAC、ULBAC和MPC三種方法的耦合支路數(shù)量、重構(gòu)誤差及關(guān)鍵特征見表9。

表9 多位置耦合電流檢測方法對比

4 多/單電流傳感器電流檢測誤差分析

電流傳感器在長期使用時或惡劣工作條件下，電流檢測精度將受到影響[66]。兩種主要電流檢測誤差如圖18所示，在電流采樣過程中存在兩種類型的誤差：一種是由于PWM引起的固有誤差；另一種是由于溫度或老化等因素造成的傳感器采樣誤差。兩種誤差在不加校正的情況下會直接引入到測量電流中。

圖18 兩種主要電流檢測誤差

4.1 固有誤差

空間矢量作用時瞬時相電壓、平均相電流以及a、c相的電流紋波如圖19所示。由PWM引起的固有誤差分為分時誤差、非齊誤差和切換誤差。

1）分時誤差

當(dāng)矢量1(100)作用時完成第一次采樣得到電流a，經(jīng)過D，第二次采樣在矢量2(110)作用時完成得到采樣電流-c，兩個采樣點(diǎn)之間的延遲造成的誤差為分時誤差。第一次采樣值與最終值相差Derr1，如圖19所示，最終采樣結(jié)果為

圖19 分時采樣誤差

2）非齊誤差

直流母線電流采樣點(diǎn)分別在零電壓矢量0(000)、7(111)作用時完成測量，即PWM載波的頂部或底部，而實(shí)際位于1(100)、2(110)作用時段內(nèi)，采樣結(jié)果與最終值非對齊的采樣位置導(dǎo)致重構(gòu)誤差為Derr3和Derr4。

針對該問題，文獻(xiàn)[69]提出了基于內(nèi)置式永磁同步電動機(jī)（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor, IPMSM）的電壓模型預(yù)測參考電壓采樣點(diǎn)的dq電流重構(gòu)方法，最大限度地減少了重構(gòu)誤差。

3）切換誤差

互補(bǔ)矢量代替零矢量SVPWM可以消除不可觀測區(qū)域，扇區(qū)過渡如圖20所示[70]，但不適用于扇區(qū)切換時刻。以第Ⅰ和Ⅵ扇區(qū)為例，采樣位置為每個載波的頂端，在PWM周期2內(nèi)能獲得采樣電流b和c。參考電壓矢量進(jìn)入扇區(qū)Ⅰ時受min影響，PWM周期3處只采樣得到b一相電流，疊加前周期采樣結(jié)果進(jìn)行電流重構(gòu)，導(dǎo)致產(chǎn)生切換誤差。

圖20 扇區(qū)過渡

文獻(xiàn)[70]提出了分離電流預(yù)測校正方法，在未切換時刻使用傳統(tǒng)相電流重構(gòu)策略，在扇區(qū)切換時刻根據(jù)預(yù)測的dq電流和可測量電流來計(jì)算實(shí)際三相電流，消除了切換誤差。

4.2 采樣誤差

4.2.1 采樣分析

采樣通路由霍爾傳感器、轉(zhuǎn)換電路、濾波電路和數(shù)模（A-D）轉(zhuǎn)換電路等構(gòu)成[71]，如圖18所示。受器件容差、溫度漂移、老化和噪聲等影響，電流采樣通路中將產(chǎn)生漂移誤差和增益誤差。

由漂移誤差導(dǎo)致的采樣結(jié)果為

式中，sam_b、sam_c為采樣電流；re_b、re_c為實(shí)際電流；Dd為電流零點(diǎn)漂移誤差，根據(jù)KCL計(jì)算第三相電流。不同扇區(qū)的最終電流采樣結(jié)果分析見表10。

表10 最終電流采樣結(jié)果

移分量。在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中，abc軸電流在轉(zhuǎn)換為dq軸電流時，最終零點(diǎn)漂移被帶進(jìn)dq軸電流中。

同理，考慮增益誤差

為電流增益誤差，即

式中，K（=A, B, C）為每相電流增益，K=KK，=a, b, c，為相同增益誤差，K為相增益誤差[72]。

4.2.2 誤差校正

文獻(xiàn)[73]提出了由電流增益引起的不平衡直流漂移和負(fù)序分量誤差在線校正方法，通過估計(jì)q軸轉(zhuǎn)子磁通與實(shí)際轉(zhuǎn)子磁通誤差，對負(fù)序分量進(jìn)行校正，消除了參數(shù)不匹配導(dǎo)致的估計(jì)誤差。由式（18）可知，b軸中存在漂移誤差，利用直流分量不會突變這一特性，使用陷波器可以阻礙或衰減特定頻率的信號。文獻(xiàn)[74]提出了如圖21所示的電流漂移在線校正控制策略，通過PI控制器校正估計(jì)的電流漂移量，實(shí)現(xiàn)了三相電流的重構(gòu)。零點(diǎn)漂移和增益誤差引起的電壓誤差具有獨(dú)特的頻率特性，文獻(xiàn)[75]假設(shè)d軸和q軸電流的時間導(dǎo)數(shù)忽略不計(jì)，通過從PI控制器的輸出中減去電阻的壓降來估算電壓誤差。文獻(xiàn)[76]提出了一種電流測量誤差補(bǔ)償方案，基于直流輸出電壓紋波特性和帶通/低通濾波器消除了電流漂移和增益誤差。文獻(xiàn)[77]對比了陷波器和低通濾波器，提出了靜止參考系中帶有濾波器的電流漂移補(bǔ)償方法。零點(diǎn)漂移和增益誤差也會導(dǎo)致速度紋波、轉(zhuǎn)矩脈動和三相電流不平衡[78]，針對該問題，文獻(xiàn)[79]提出了使用單電流傳感器的位置傳感器故障檢測策略，通過將相反矢量設(shè)置在一個PWM周期內(nèi)，在一個周期內(nèi)進(jìn)行雙采樣獲得電流平均值以校正轉(zhuǎn)子估計(jì)位置估計(jì)值，該方法可以減少采樣誤差，但不能區(qū)分漂移量是由漂移誤差還是瞬態(tài)電流引起的[80]。

圖21 誤差類型及解決方案

為降低電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)成本，有學(xué)者使用低成本ADC，其電路中只包含一到兩個采樣保持（S/H）器。由于S/H器數(shù)量不足而導(dǎo)致的異步采樣會帶來電流測量誤差[81]。文獻(xiàn)[82]通過關(guān)閉逆變器的C相橋臂使A相橋臂和B相橋臂流出電流的矢量和為零，若B相出現(xiàn)增益誤差，則使用A相正常電流補(bǔ)償B相誤差，使兩者幅值保持一致，實(shí)現(xiàn)了增益誤差的離線補(bǔ)償。

由于逆變器應(yīng)用于電動汽車、微電網(wǎng)以及新能源并網(wǎng)等多種場合，直流母線電壓源通常由不可控整流器提供或由直流變換器直接供電[83]，因此電壓波動將導(dǎo)致轉(zhuǎn)矩脈動和速度波動。文獻(xiàn)[84]提出了基于低端支流和三相電流耦合的電流檢測策略，并結(jié)合定點(diǎn)抽樣方法，解決了速度波動。文獻(xiàn)[85]針對永磁直線電機(jī)驅(qū)動器提出了雙矢量定位模型預(yù)測控制（DL-MPC）方法，可降低相電流傳感器電流檢測誤差。

在實(shí)際應(yīng)用場景中，通常不確定兩個交流側(cè)電流傳感器和直流母線的電流傳感器的精度，導(dǎo)致維修或更換成本的增加[86-87]。針對多個傳感器出現(xiàn)的不確定性問題，文獻(xiàn)[88]提出了多電流傳感器誤差補(bǔ)償策略，通過相互校準(zhǔn)策略對電流漂移和增益誤差進(jìn)行補(bǔ)償，實(shí)現(xiàn)了不依賴數(shù)字濾波器和電機(jī)參數(shù)的誤差校準(zhǔn)。文獻(xiàn)[89]提出了基于三相電流檢測的補(bǔ)償方法，通過比較兩相傳感器和三相傳感器檢測到的dq軸電流，實(shí)現(xiàn)了增益誤差檢測。但如果電機(jī)停止或轉(zhuǎn)子位置鎖定，則無法使用該方法。針對轉(zhuǎn)子鎖定情況下的誤差檢測，文獻(xiàn)[90]提出了基于兩相測量電流四種組合的增益補(bǔ)償方法。

綜上所述，電流誤差類型、針對對象及解決方案如圖22所示。

圖22 電流誤差分析

5 結(jié)論

圍繞三相橋式逆變電路的高可靠性、高集成度、高精度電流檢測需求，研究人員已從傳感器設(shè)計(jì)、PWM波形調(diào)整、矢量合成方法優(yōu)化、電流狀態(tài)觀測、電流檢測位置及電流耦合關(guān)系設(shè)計(jì)、電流檢測誤差的產(chǎn)生機(jī)理及解決方法等方面展開了深入研究，并取得了重要研究進(jìn)展。但是，一方面伴隨著SiC、GaN等寬禁帶電力電子半導(dǎo)體器件的發(fā)展，電力電子高頻化發(fā)展趨勢越來越明顯，擴(kuò)大了單傳感器電流檢測的不可觀測區(qū)域，對電流傳感器及信號處理電路的響應(yīng)速度、可靠性提出了新的挑戰(zhàn)；另一方面，“雙碳”戰(zhàn)略目標(biāo)下，交流電機(jī)驅(qū)動、并網(wǎng)逆變器等領(lǐng)域的高效、高性能控制需求也對電流檢測系統(tǒng)的測量精度提出了新的要求。針對上述問題，對未來三相橋式逆變電路以及相關(guān)電力電子電路變換器的電流檢測系統(tǒng)做如下展望。

1）高帶寬、高響應(yīng)速度電流傳感器研究：目前工業(yè)應(yīng)用領(lǐng)域，典型的閉環(huán)霍爾電流傳感器帶寬通常為100kHz（-3dB）左右，響應(yīng)時間通常為1ms以內(nèi)（90%額定電流）；磁通門電流傳感器帶寬可達(dá)300kHz（-3dB），響應(yīng)時間通常為0.5ms以內(nèi)（90%額定電流）。面對開關(guān)頻率可到數(shù)百kHz甚至MHz的寬禁帶電力電子半導(dǎo)體器件，在某些高載波頻率、復(fù)雜控制算法應(yīng)用場景下，如何進(jìn)一步提升帶寬、降低響應(yīng)時間對于快速、準(zhǔn)確地實(shí)現(xiàn)電流傳感，仍需要從磁場敏感元件、傳感器結(jié)構(gòu)和電路結(jié)構(gòu)等方面進(jìn)行深入研究。

2）單電流傳感器最小采樣時間的定量計(jì)算：最小采樣時間的精確定量計(jì)算是開展單傳感器采樣的前提，受限于功率器件的導(dǎo)通特性、變換器死區(qū)設(shè)置、信號處理及A-D轉(zhuǎn)換時間、調(diào)制度/載波周期等因素，當(dāng)矢量作用時，電流需要經(jīng)過第一階段主要包含功率器件的導(dǎo)通特性及變換器死區(qū)設(shè)置，第二階段主要包含由運(yùn)放擺率、負(fù)載感抗造成的信號處理及A-D轉(zhuǎn)換時間的動態(tài)過程，才能出現(xiàn)第三階段的穩(wěn)定狀態(tài)。如何圍繞上述五方面因素，結(jié)合矢量控制系統(tǒng)的調(diào)制度及載波周期，實(shí)現(xiàn)最小采樣時間的精確定量計(jì)算，是提升低調(diào)制度、高載波頻率下單電流傳感器系統(tǒng)可靠應(yīng)用的關(guān)鍵。

3）采樣位置及耦合路徑優(yōu)化：對于多位置耦合電流檢測方法，合理的采樣位置和耦合路徑，能夠有效消除電流耦合，實(shí)現(xiàn)低調(diào)制度和扇區(qū)邊界處的電流采樣。目前已有的相關(guān)方法通過傳感器耦合路徑、脈寬調(diào)制策略的優(yōu)化，一定程度上擴(kuò)展了電流可觀測區(qū)域。但是缺少對傳感器安裝位置及耦合路徑之間電流關(guān)系的系統(tǒng)分析，同時缺少矢量合成方法與耦合路徑之間的理論推導(dǎo)，限制了多位置耦合電流檢測性能的進(jìn)一步提升。通過采樣位置及耦合路徑優(yōu)化，是擴(kuò)展多位置耦合電流檢測方法應(yīng)用范圍，實(shí)現(xiàn)低調(diào)制度和扇區(qū)邊界處的電流采樣的重點(diǎn)。

4）電流采樣精度的研究：盡管單電流傳感器方法在一定程度上消除了多傳感器參數(shù)不一致帶來的電流誤差，但是由于僅采用一套電流傳感器及信號處理電路，其零點(diǎn)漂移誤差會擴(kuò)大至所有相電流，進(jìn)而影響重構(gòu)精度。因此，進(jìn)一步深入分析單電流傳感器誤差擴(kuò)大效應(yīng)的產(chǎn)生機(jī)理，通過優(yōu)化采樣位置及耦合路徑、優(yōu)化矢量合成方法、開發(fā)零點(diǎn)漂移校正策略等方法，消除誤差擴(kuò)大效應(yīng)對電流重構(gòu)的影響，實(shí)現(xiàn)零點(diǎn)漂移誤差的自檢測及自校正，是提升單電流傳感器電流檢測方法測量精度的關(guān)鍵。

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Review of Current Detection Methods for Three-Phase Bridge Inverter Circuits

（College of Electrical and Information Engineering Zhengzhou University of Light Industry Zhengzhou 450002 China）

As a typical power electronics topology, the three-phase bridge inverter circuit is widely used in motor driver, new energy grid-connected inverter, and other power electronic equipment. Current is an important parameter for the control and protection of inverter, how to obtain current information stably and accurately is the key to realize high-performance control of inverter. However, traditional control often overlooks fundamental, complex, and extensible problems caused by current parameters. Over recent years, many problems have been raised around the reliability of current detection and the improvement of accuracy, but most of the problems lack a closed-loop review of problem development. Aiming at these problems, this paper summarizes the related problems of current detection in three-phase bridge inverter, hoping to inspire follow-up research.

First of all, based on the principle analysis, the current sensors that are most widely used are summarized based on operating principle, sampling accuracy, advantages and disadvantages, including Hall current sensors, fluxgate current sensors, and shunts. Different current detection circuits are directly determined from the analysis of sensor installation characteristics and the number of uses, which are mainly divided into multi-sensor detection circuits and single-sensor detection circuits, and specifically including current sensing at the high-side (AC output side) of the load using two or three current sensors; current sensing on the low side using two or three current sensors; current sensing on the DC bus using a single current sensor; multi-position coupling for current sensing using a single Hall/fluxgate current sensor detection (intermediate bridge arm coupling (IBAC), upper-lower bridge arm coupling (ULBAC), and multi-position coupling (MPC)). This paper summarizes and analyzes the different current information, advantages, and disadvantages contained in the detection circuits at different positions.

However, in actual use, reliable and high-precision current sampling is caused by a combination of direct and indirect reasons. The direct reason includes long-term use of the point current sensor, or inaccurate measurement accuracy under harsh conditions. In the comprehensive use of the inverter, under different control algorithm strategies, the source (inherent error) of the current detection error occurs, so the research branch of the indirect cause of improving the current quality through PWM control strategy adjustment is derived. This paper summarizes and analyzes the influence of different control strategies such as the PWM waveform adjustment method, voltage vector synthesis method, and state observation method on the current in the case of a single current sensor, as well as the comparison of advantages and disadvantages.

Finally, this paper comprehensively analyzes the direct and indirect causes of current detection. There are two types of errors in the current sampling process: one is an inherent error due to PWM; the other is sensor sampling error due to factors such as temperature or aging. Both errors are directly introduced into the measured current without correction. The inherent errors caused by PWM are divided into time-sharing errors, non-homogenous errors, and switching errors. The sampling path is composed of a Hall sensor, a conversion circuit, a filter circuit, and an analog-to-digital (A-D) conversion circuit. Affected by device tolerance, temperature drift, aging, noise, etc., drift errors and gain errors will occur in the current sampling path. The two kinds of errors can be corrected by each other, and the suppression and compensation of sampling errors through control strategies is the current mainstream research branch of mutual errors.

In the future, there will still be major challenges in current detection: with the high frequency of power electronics, the research of current sensors with high bandwidth and high response speed is still an important branch; in the face of single current sensor sampling, the current sampling that is affected by multiple factors such as the optimization of the PWM strategy and the signal processing process should be considered comprehensively; for the research on the improvement of current accuracy, attention should be paid to the closed-loop relationship between the sensor itself and the control strategy, and at the same time, new background factors such as electromagnetic interference should be introduced from the foundation to improve the current detection accuracy.

Current detection, current sensor, DC bus sampling, multi-position coupling, measurement errors

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220579

國家自然科學(xué)基金項(xiàng)目（62273313, 51807013, 52177068）、河南省科技攻關(guān)項(xiàng)目（222102240005）、河南省青年骨干教師培養(yǎng)計(jì)劃項(xiàng)目（2021GGJS089）、鄭州市協(xié)同創(chuàng)新專項(xiàng)（2021ZDPY0204）和河南省高?？萍紕?chuàng)新團(tuán)隊(duì)支持計(jì)劃項(xiàng)目（22IRTSTHN017）資助。

2022-04-14

2022-05-17

申永鵬 男，1985年生，博士，研究方向?yàn)殡妱悠噭恿ο到y(tǒng)驅(qū)動與控制、能量管理與優(yōu)化。

E-mail: shenyongpeng@zzuli.edu.cn（通信作者）

劉 迪 男，1996年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡妱悠噭恿ο到y(tǒng)驅(qū)動與控制。

E-mail: liudi_zzuli@163.com

（編輯 陳 誠）