誤差自校正混合脈寬調(diào)制策略

申永鵬 王前程 王延峰 袁小芳 李海林

誤差自校正混合脈寬調(diào)制策略

申永鵬1王前程1王延峰1袁小芳2李海林1

（1. 鄭州輕工業(yè)大學(xué)電氣信息工程學(xué)院 鄭州 450002 2. 湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院 長(zhǎng)沙 410000）

針對(duì)基于傳統(tǒng)空間矢量脈寬調(diào)制方法的單電流傳感器相電流重構(gòu)存在不可觀測(cè)區(qū)域，且無(wú)法實(shí)現(xiàn)零點(diǎn)漂移校正問(wèn)題，提出一種誤差自校正混合脈寬調(diào)制方法，通過(guò)在不可觀測(cè)區(qū)域各載波周期插入兩個(gè)互補(bǔ)有效電壓空間矢量代替零電壓矢量，為電流傳感器提供可靠的采樣窗口，消除了電流不可觀測(cè)區(qū)域。同時(shí)，通過(guò)對(duì)互補(bǔ)有效電壓矢量進(jìn)行動(dòng)態(tài)電流雙采樣，實(shí)現(xiàn)電流零點(diǎn)漂移量的自檢測(cè)和自校正。實(shí)驗(yàn)工況下所提方法重構(gòu)相電流誤差小于3.57%，相電流總諧波畸變率低于4.02%，可為控制系統(tǒng)提供可靠的重構(gòu)相電流。

直流母線 相電流重構(gòu) 誤差自校正 空間矢量脈寬調(diào)制 誤差自校正混合脈寬調(diào)制

0 引言

在高性能交流電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中，實(shí)現(xiàn)對(duì)三相電壓源型逆變器（Voltage Source Inverter, VSI）負(fù)載電流的實(shí)時(shí)控制至關(guān)重要[1-6]。通常，將分流器或霍爾傳感器等電流傳感器安裝于VSI交流輸出側(cè)來(lái)采集相電流信息，以實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制；同時(shí)也可以安裝于直流母線側(cè)，以實(shí)現(xiàn)過(guò)載保護(hù)和直流短路保護(hù)[7]。然而，多個(gè)電流傳感器既增加系統(tǒng)成本，又因傳感器間的不一致性影響電驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的控制性能[8-9]。單電流傳感器操作（Single Current Sensor Operation, SCSO）相電流重構(gòu)技術(shù)通過(guò)對(duì)直流母線或特定橋臂瞬時(shí)電流的分時(shí)刻采集，并將其映射至不同的相電流，實(shí)現(xiàn)了相電流的單傳感器采集，降低了系統(tǒng)成本，同時(shí)也消除了多傳感器不一致性對(duì)系統(tǒng)性能的影響，是電驅(qū)動(dòng)控制領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)。SCSO技術(shù)的主要難點(diǎn)在于：①在扇區(qū)邊界和低調(diào)制區(qū)域，由于有效電壓矢量作用時(shí)間過(guò)短，受運(yùn)算放大器壓擺率、A/D轉(zhuǎn)換時(shí)間等參數(shù)的限制，存在電流不可觀測(cè)區(qū)域；②由于基準(zhǔn)電壓漂移、運(yùn)算放大器零點(diǎn)漂移等因素造成的電流檢測(cè)誤差，會(huì)擴(kuò)大至ABC三相，嚴(yán)重影響了控制系統(tǒng)性能。根據(jù)電流傳感器的安裝位置不同，SCSO技術(shù)可分為直流母線采樣法和多支路采樣法兩大類。

針對(duì)直流母線相電流重構(gòu)方法，文獻(xiàn)[10]提出一種三態(tài)脈寬調(diào)制（Three-State Pulse Width Modu- lation, TSPWM）方法，使用3個(gè)相鄰的開(kāi)關(guān)狀態(tài)構(gòu)成參考電壓，一定程度上縮小了不可觀測(cè)區(qū)域，同時(shí)減小了共模電壓。為了提高不可觀測(cè)區(qū)域相電流重構(gòu)的精度，文獻(xiàn)[11]采用了電壓矢量修正和伴隨系統(tǒng)參數(shù)識(shí)別的預(yù)估狀態(tài)觀測(cè)器兩種方法。文獻(xiàn)[12]中重構(gòu)相電流狀態(tài)可以通過(guò)正弦曲線擬合觀測(cè)器進(jìn)行估計(jì)，整個(gè)過(guò)程中不引入額外的負(fù)載參數(shù)。然而，基于空間矢量脈寬調(diào)制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）的重構(gòu)方法增加了動(dòng)態(tài)電流響應(yīng)噪聲含量，減小了線性調(diào)制區(qū)域。文獻(xiàn)[13]提出基于測(cè)量矢量插入法（Measurement Vector Insertion Method, MVIM）的單電流傳感器方法，通過(guò)在脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation, PWM）載波末尾插入有效矢量來(lái)獲得短暫的測(cè)量窗口，并由電流調(diào)節(jié)器引入虛擬有源電阻反饋來(lái)消除干擾[14]，實(shí)現(xiàn)了不可觀測(cè)區(qū)域內(nèi)的相電流重構(gòu)?；谛薷哪孀兤鏖_(kāi)關(guān)狀態(tài)，文獻(xiàn)[15]在過(guò)調(diào)制區(qū)域完成相電流重構(gòu)，同時(shí)分析實(shí)測(cè)相電流與重構(gòu)相電流之間重構(gòu)誤差產(chǎn)生的原因并提出相應(yīng)解決方案[16]。利用PWM波形移相法，可增加電流觀測(cè)窗口時(shí)長(zhǎng)，同時(shí)降低逆變器輸入電流中的諧波含量，從而進(jìn)一步減小其平均值的波動(dòng)[17]。文獻(xiàn)[18]提出了一種在低調(diào)制區(qū)域調(diào)節(jié)PWM波占空比的同時(shí)延長(zhǎng)有效電壓矢量持續(xù)時(shí)間的新方法。它通過(guò)延長(zhǎng)有效電壓矢量作用時(shí)間并插入其互補(bǔ)矢量來(lái)代替零矢量，從而滿足最小電流觀測(cè)窗口時(shí)長(zhǎng)的要求。文獻(xiàn)[19]提出了一種具有在線電流補(bǔ)償功能的相電流重構(gòu)方法，用空間電壓矢量臨界區(qū)域替代傳統(tǒng)不可觀測(cè)區(qū)域，避免了不可觀測(cè)區(qū)域周期性出現(xiàn)問(wèn)題，實(shí)現(xiàn)了無(wú)漂移三相電流控制。文獻(xiàn)[20]通過(guò)平移基本空間電壓矢量改變PWM波形，在未增加開(kāi)關(guān)損耗基礎(chǔ)上，完成在不可觀測(cè)區(qū)域相電流重構(gòu)，輸出參考電壓矢量幅值和相位不變，負(fù)載相電流引入諧波含量較小。

將三相VSI中多條支路（支路數(shù)為2及以上）穿過(guò)霍爾傳感器，實(shí)現(xiàn)在零電壓矢量作用時(shí)獲取電流信息，稱為多支路采樣法[21-24]。文獻(xiàn)[21]利用零電壓矢量采樣法（Zero Voltage Vector Sampling Method, ZVVSM），通過(guò)將VSI兩條支路穿過(guò)同一個(gè)霍爾傳感器，實(shí)現(xiàn)零電壓矢量作用時(shí)間段電流采樣，保證了在低調(diào)制區(qū)域完成相電流重構(gòu)。在ZVVSM方法基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[22]提出一種直流漂移抑制方法，利用陷波濾波器估計(jì)采樣電流中直流漂移分量，從而補(bǔ)償霍爾傳感器的直流漂移誤差。文獻(xiàn)[23]提出一種多位置耦合采樣法，在不改變PWM信號(hào)的情況下，通過(guò)將低調(diào)制區(qū)域和扇區(qū)邊界的電流重構(gòu)死區(qū)移向空間矢量六邊形輪廓，避免了開(kāi)關(guān)次數(shù)的增加。文獻(xiàn)[24]利用單電流傳感器耦合多條支路，減小了傳統(tǒng)相電流重構(gòu)方法不可觀測(cè)區(qū)域，討論了不同支路間的耦合情況，得出最優(yōu)安裝位置，降低了多支路采樣法的實(shí)現(xiàn)難度。所提SCSO相電流重構(gòu)技術(shù)分類總結(jié)如圖1所示。

圖1 SCSO相電流重構(gòu)技術(shù)分類

針對(duì)基于傳統(tǒng)空間矢量脈寬調(diào)制方法的單電流傳感器相電流重構(gòu)存在不可觀測(cè)區(qū)域，且無(wú)法實(shí)現(xiàn)零點(diǎn)漂移校正問(wèn)題，本文提出了一種誤差自校正混合脈寬調(diào)制（Error Self-correcting Mixed Pulse Width Modulation, ESM-PWM）方法，通過(guò)采用兩個(gè)互補(bǔ)有效電壓空間矢量代替不可觀測(cè)區(qū)域各載波周期內(nèi)的零矢量，并對(duì)互補(bǔ)有效電壓矢量進(jìn)行動(dòng)態(tài)電流雙采樣，在消除電流不可觀測(cè)區(qū)域的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了電流零點(diǎn)漂移量的自檢測(cè)和自校正。最后在三相兩電平逆變器交流電驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。所提出的方法適用于交流電機(jī)驅(qū)動(dòng)器、并網(wǎng)逆變器等由三相兩電平橋式逆變電路作為主電路的電力電子裝置，可在減少電流傳感器使用數(shù)量的同時(shí)，提升電流檢測(cè)精度。

1 直流母線SCSO原理

傳統(tǒng)SVPWM方法下，當(dāng)參考電壓矢量ref位于扇區(qū)邊界和低調(diào)制區(qū)域時(shí)，存在有效電壓矢量作用時(shí)間過(guò)短而不滿足電流采樣所需時(shí)間的情況，基本電壓矢量作用空間平面如圖2所示，這些區(qū)域定義為不可觀測(cè)區(qū)域。將完成采樣所需最短時(shí)間稱為最小電流觀測(cè)窗口時(shí)長(zhǎng)min，即

式中，tdead為死區(qū)時(shí)間；ton為導(dǎo)通時(shí)間；trise為電流突變時(shí)上升時(shí)間；tsr為電流穩(wěn)定前的振蕩時(shí)間；tA/D為A/D轉(zhuǎn)化時(shí)間[25]。

VSI驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)由6個(gè)絕緣柵雙極型晶體管（Insu- lated Gate Bipolar Transistor, IGBT）組成，三相兩電平電壓源逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。每相橋臂上下兩個(gè)開(kāi)關(guān)通斷狀態(tài)用S（∈{a, b, c}）表示。當(dāng)S=1時(shí)，上開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，下開(kāi)關(guān)管關(guān)斷；反之，用S=0表示。如圖2所示，（a,b,c）表示電壓空間矢量八種不同的開(kāi)關(guān)組合狀態(tài)，∈{0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7}。開(kāi)關(guān)狀態(tài)與母線電流關(guān)系見(jiàn)表1。

圖3 三相兩電平電壓源逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

表1 開(kāi)關(guān)狀態(tài)與母線電流關(guān)系

Tab.1 DC-link current corresponding to voltage space vectors

因此，在一個(gè)PWM載波周期內(nèi)，有效電壓矢量作用時(shí)間大于min時(shí)，三相負(fù)載電流中的兩相信息可以通過(guò)直流母線采樣獲得。第三相電流可以由基爾霍夫電流定律（Kirchhoffs Current Law, KCL）得到，即

SVPWM直流母線電流采樣如圖4所示，在傳統(tǒng)SVPWM方法下，當(dāng)參考電壓矢量Vref位于Ⅰ扇區(qū)時(shí)，開(kāi)關(guān)序列（100）和（110）對(duì)應(yīng)母線電流分別為ia和-ic，直流母線電流idc由兩者合成。電流觀測(cè)窗口時(shí)長(zhǎng)Tspl1和Tspl2位于有效電壓矢量作用時(shí)段，每個(gè)PWM周期采樣兩次電流，并由式（2）得出第三相電流。然而，當(dāng)Vref在Ⅵ和Ⅰ扇區(qū)邊界時(shí)，V2作用時(shí)間小于Tmin，無(wú)法保證-ic被準(zhǔn)確采樣，不能完整地實(shí)現(xiàn)相電流重構(gòu)。

2 ESM-PWM技術(shù)

2.1 ESM-PWM發(fā)波原理

以Ⅰ扇區(qū)為例，ESM-PWM中參考電壓矢量合成過(guò)程如圖5所示。在一個(gè)PWM載波周期內(nèi)，若ref位于可觀測(cè)區(qū)域，如圖5a所示，作用時(shí)間為1和2的兩個(gè)相鄰電壓矢量1和2用于合成ref，剩余時(shí)間0用零電壓矢量（111）或（000）補(bǔ)充，且

圖5 參考電壓矢量位于Ⅰ扇區(qū)時(shí)ESM-PWM原理

Fig.5 Principle of ESM-PWM with reference voltage vector location in different regions of sector Ⅰ

若ref位于不可觀測(cè)區(qū)域，圖5a中，0和7將被互補(bǔ)有效電壓矢量3和6代替，該過(guò)程如圖5b所示。將0平均分配到兩個(gè)互補(bǔ)矢量，即0/2=3=6，則零電壓矢量為

式中，3和6為兩個(gè)互補(bǔ)電壓矢量，可見(jiàn)插入互補(bǔ)有效電壓矢量作用效果與零矢量相同。

根據(jù)伏秒平衡原則，圖5b中，參考電壓矢量ref滿足

式中，為ref的旋轉(zhuǎn)角度；ref為參考電壓矢量的模值；s為PWM載波周期；為電壓空間矢量（=1, 2, 3, 6）作用時(shí)間。ESM-PWM各空間矢量的作用時(shí)間為

其中

ESM-PWM具體實(shí)現(xiàn)流程框圖以及對(duì)應(yīng)PWM波形產(chǎn)生過(guò)程（以Ⅰ扇區(qū)為例）如圖6所示，依靠系統(tǒng)時(shí)基計(jì)數(shù)器增減計(jì)數(shù)模式來(lái)產(chǎn)生PWM載波。ESM-PWM各扇區(qū)開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)間及動(dòng)作寄存器賦值分別見(jiàn)表2和表3。三相電流a、b和c經(jīng)過(guò)Park和Clarke變換后，再轉(zhuǎn)換為參考電壓矢量ref，根據(jù)其模值和相位確定當(dāng)前所在扇區(qū)。當(dāng)ref位于可觀測(cè)區(qū)域時(shí)，利用SVPWM來(lái)控制逆變器開(kāi)關(guān)動(dòng)作；當(dāng)ref位于不可觀測(cè)區(qū)域時(shí)，根據(jù)SVPWM與ESM-PWM兩種方法與PWM波占空比之間的關(guān)系，依據(jù)表2調(diào)整開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)間，表2中，Mqx和Sqx分別為EMS-PWM和SVWPM兩種調(diào)制方法中PWM的占空比，=1, 2, 3。最后，根據(jù)表3對(duì)動(dòng)作寄存器進(jìn)行賦值，表3中，PRD_SET/CLEAR、CAD_SET/CLEAR和CAU_SET/CLEAR分別表示在計(jì)數(shù)器的值等于周期值、比較值A(chǔ)和比較值B時(shí)將PWM脈沖置高或低。

2.2 ESM-PWM電流重構(gòu)原理

ESM-PWM方法直流母線單傳感器相電流重構(gòu)原理如圖7所示。以Ⅰ扇區(qū)為例，圖中上部分為PWM波形，下部分為相電流a、b和c，疊加粗線為母線電流dc。如圖7a所示，當(dāng)ref位于可觀測(cè)區(qū)域內(nèi)時(shí)，一個(gè)載波周期內(nèi)ref由有效電壓矢量1、2和零矢量0、7構(gòu)成。電流重構(gòu)策略在有效電壓矢量1和2作用產(chǎn)生的電流觀測(cè)窗口spl1和spl2內(nèi)分別對(duì)直流母線電流dc進(jìn)行采樣，得到a和-c，再根據(jù)KCL定律得到b，即可得到一個(gè)載波周期內(nèi)的三相電流a、b和c。

2.3 電流零點(diǎn)漂移自校正方法

重構(gòu)相電流的精度對(duì)保證交流電驅(qū)動(dòng)閉環(huán)控制系統(tǒng)穩(wěn)定性至關(guān)重要。在實(shí)測(cè)控制系統(tǒng)中，直流母線電流零點(diǎn)漂移是產(chǎn)生重構(gòu)誤差的主要原因。

圖6 ESM-PWM算法程序流程及PWM波形發(fā)生過(guò)程（Ⅰ扇區(qū)）

表2 ESM-PWM各扇區(qū)開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)間

Tab.2 ESM-PWM each sector switching action

表3 ESM-PWM各扇區(qū)動(dòng)作寄存器賦值

Tab.3 ESM-PWM each sector action register assignment

圖7 ESM-PWM相電流重構(gòu)原理

2.3.1 直流母線電流零點(diǎn)漂移分析

典型SCSO電流采樣原理如圖8所示，直流母線電流零點(diǎn)漂移主要包括電壓基準(zhǔn)漂移、霍爾電流傳感器零點(diǎn)漂移和運(yùn)算放大器零點(diǎn)漂移。當(dāng)電流發(fā)生零點(diǎn)漂移后，會(huì)產(chǎn)生漂移量D，使得重構(gòu)相電流整體偏移實(shí)測(cè)相電流值。

圖8 典型SCSO電流采樣原理

（1）霍爾電流傳感器零點(diǎn)漂移：受溫度和封裝應(yīng)力的影響，由傳感器內(nèi)部霍爾元件和運(yùn)算放大器產(chǎn)生的漂移，直接造成了霍爾電流傳感器輸出信號(hào)的零點(diǎn)漂移。

（2）電壓基準(zhǔn)漂移：電壓基準(zhǔn)芯片的輸出精度和穩(wěn)定性是其最重要的性能，受初始精度、溫度漂移、噪聲等因素影響，電壓基準(zhǔn)漂移指電壓基準(zhǔn)芯片輸出電壓信號(hào)偏離理論值所產(chǎn)生的漂移量。

（3）運(yùn)算放大器零點(diǎn)漂移：放大器內(nèi)部元器件參數(shù)不一致性，環(huán)境溫度變化等因素將會(huì)導(dǎo)致零點(diǎn)漂移現(xiàn)象，其中溫度是漂移現(xiàn)象產(chǎn)生最主要的原因。

2.3.2 自校正策略

由表1可知，當(dāng)兩個(gè)互補(bǔ)電壓矢量作用時(shí)，所對(duì)應(yīng)直流母線電流大小相等、方向相反。因此采用ESM-PWM方法，在一個(gè)載波周期內(nèi)，對(duì)插入的互補(bǔ)電壓矢量進(jìn)行采樣，得到采樣電流1和2。假設(shè)實(shí)際電流值為r，零點(diǎn)漂移導(dǎo)致的電流漂移量為d，則

由此可計(jì)算出漂移量d，從而得到校正后的電流c1和c2為

ESM-PWM自校正策略通過(guò)在一個(gè)PWM載波周期內(nèi)對(duì)插入互補(bǔ)電壓矢量進(jìn)行雙重采樣，實(shí)現(xiàn)了漂移量Id的檢測(cè)，從而完成了重構(gòu)電流自校正，其控制系統(tǒng)原理如圖9所示。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖10所示，基于TMS320F28035型DSP的電驅(qū)動(dòng)控制器實(shí)現(xiàn)誤差自校正混合脈寬調(diào)制方法，載波頻率為10kHz。相電流重構(gòu)時(shí)，每個(gè)周期采樣兩次，采樣頻率為20kHz；當(dāng)誤差自校正使能后，每個(gè)周期需采樣3次，此時(shí)采樣頻率為30kHz。三相感應(yīng)電機(jī)MODVK48T17D200K作為控制系統(tǒng)的驅(qū)動(dòng)電機(jī)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果的采集和分析由電驅(qū)動(dòng)分析儀MDA805A來(lái)完成。負(fù)載相電流波形用A150電流探頭檢測(cè)，實(shí)驗(yàn)所用三相感應(yīng)電機(jī)具體參數(shù)見(jiàn)表4。

圖10 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

表4 三相感應(yīng)電動(dòng)機(jī)參數(shù)

Tab.4 Parameters of three-phase induction motor

實(shí)驗(yàn)中，min=6.33ms（dead=2.00ms，A/D=3.33ms，on+rise+sr=1.00ms）。不可觀測(cè)區(qū)域各扇區(qū)PWM波形及對(duì)應(yīng)采樣時(shí)刻如圖11所示。在不可觀測(cè)區(qū)域，插入互補(bǔ)非零矢量后，各扇區(qū)PWM波形中不再有零矢量，用以實(shí)現(xiàn)相電流重構(gòu)的采樣脈沖跟隨PWM波形占空比的變化而變化，兩次采樣時(shí)刻均大于min且對(duì)應(yīng)母線電流平穩(wěn)，保證了母線電流信息的準(zhǔn)確獲取。

電機(jī)起動(dòng)階段實(shí)測(cè)與重構(gòu)相電流波形如圖12所示，由于直流母線電流零點(diǎn)漂移現(xiàn)象，實(shí)測(cè)相電流為零時(shí)，重構(gòu)相電流在漂移量附近波動(dòng)，誤差校正使能后，漂移量降低。正常運(yùn)行時(shí)，校正前后實(shí)測(cè)與重構(gòu)相電流波形如圖13所示。電流零點(diǎn)漂移自校正前相電流曲線如圖13b所示，各重構(gòu)相電流之間存在漂移量差值。校正后的相電流曲線如圖13c所示，漂移量差值為零，重構(gòu)效果良好。

圖12 電機(jī)起動(dòng)階段實(shí)測(cè)與重構(gòu)相電流波形

當(dāng)=0.7電機(jī)平穩(wěn)運(yùn)行在轉(zhuǎn)速1 000r/min時(shí)，實(shí)測(cè)相電流和重構(gòu)相電流如圖14所示。在整個(gè)電機(jī)運(yùn)行矢量平面內(nèi)，各扇區(qū)切換處電流平滑且在不可觀測(cè)區(qū)域相電流能夠準(zhǔn)確重構(gòu)。

圖13 零點(diǎn)漂移自校正前后實(shí)測(cè)與重構(gòu)相電流波形

圖14 ESM-PWM實(shí)測(cè)和重構(gòu)相電流（轉(zhuǎn)速1 000r/min）

由于兩次采樣時(shí)刻不同步和重構(gòu)算法執(zhí)行時(shí)間等因素的影響，重構(gòu)相電流相位相比實(shí)測(cè)相電流有所滯后。定義重構(gòu)相電流為rc，實(shí)測(cè)相電流為ac，兩者重構(gòu)誤差由式（12）計(jì)算得到。校正前后A相實(shí)測(cè)和重構(gòu)相電流及誤差曲線如圖15和圖16所示，校正后的最大重構(gòu)誤差由原來(lái)的4.12%降低為3.06%。

在低調(diào)制度下測(cè)試了ESM-PWM方法的重構(gòu)效果，圖17給出了電機(jī)在低速（120r/min, M=0.3）運(yùn)行時(shí)，實(shí)測(cè)相電流和重構(gòu)相電流曲線。從圖中可以看出，實(shí)測(cè)相電流與重構(gòu)相電流仍保持良好的正弦曲線。低調(diào)制度下ESM-PWM方法A相實(shí)測(cè)和重構(gòu)相電流及誤差曲線如圖18所示，校正后的相電流重構(gòu)誤差控制在3.57%以內(nèi)。

圖16 校正后A相實(shí)測(cè)和重構(gòu)相電流及誤差曲線

為了進(jìn)一步驗(yàn)證ESM-PWM方法的可靠性，電機(jī)運(yùn)行在兩種動(dòng)態(tài)工況下進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。電機(jī)減速和加速時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形如圖19和圖20所示，當(dāng)轉(zhuǎn)速降低或增加時(shí)，重構(gòu)相電流能夠立刻跟隨實(shí)測(cè)相電流變化，重構(gòu)效果良好。

轉(zhuǎn)速為1 000r/mim時(shí)，SVPWM和ESM-PWM兩種方法得到的實(shí)測(cè)相電流波形快速傅里葉變換（Fast Fourier Transform, FFT）分析如圖21所示。由于引入互補(bǔ)有效電壓矢量代替零矢量，ESM- PWM方法的實(shí)測(cè)電流THD比SVPWM策略提高0.15%（從3.87%～4.02%）。

圖17 低速下ESM-PWM實(shí)測(cè)和重構(gòu)相電流

圖18 ESM-PWM低速下A相實(shí)測(cè)和重構(gòu)相電流及誤差曲線

圖19 電機(jī)減速時(shí)ESM-PWM方法實(shí)測(cè)和重構(gòu)相電流

圖20 電機(jī)加速時(shí)ESM-PWM方法實(shí)測(cè)和重構(gòu)相電流

圖21 SVPWM和ESM-PWM實(shí)測(cè)相電流波形FFT分析

4 結(jié)論

針對(duì)SCSO技術(shù)使用傳統(tǒng)SVPWM在不可觀測(cè)區(qū)域相電流無(wú)法準(zhǔn)確重構(gòu)的問(wèn)題，本文提出了一種誤差自校正混合脈寬調(diào)制策略，為電流傳感器提供了可靠的采樣窗口，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了電流零點(diǎn)漂移量的自檢測(cè)和自校正，其主要效果如下：

1）保證了一個(gè)周期內(nèi)PWM波的對(duì)稱性，延續(xù)了SVPWM良好的動(dòng)靜態(tài)特性。

2）電流自校正策略一定程度上消除了電流零點(diǎn)漂移引入的重構(gòu)誤差，提高了電流重構(gòu)精度，最大重構(gòu)誤差小于3.57%。

3）由于引入互補(bǔ)有效電壓矢量代替零矢量，相電流THD略有提升，但仍保持在4.02%以下。

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Error Self-Correction Mixed Pulse Width Modulation Strategy

11121

（1. College of Electrical and Information Engineering Zhengzhou University of Light Industry Zhengzhou 450002 China 2. College of Electrical and Information Engineering Hunan University Changsha 410000 China）

The phase current reconstruction of a single current sensor based on the traditional space vector pulse width modulation method has an unobservable area and cannot realize the zero-point drift correction. Therefore, an error self-correcting mixed pulse width modulation method is proposed. Two complementary effective voltage space vectors are inserted in each carrier cycle of the unobservable area to replace the zero-voltage vector, which provides a reliable sampling window for the current sensor and eliminates the current unobservable area. At the same time, through the dynamic double sampling of the complementary effective voltage vector, the self-detection and self-correction of the current zero drift are realized. Under the experimental conditions, the proposed method recon- struction phase current error is less than 3.57%, and the total harmonic distortion of the phase current is less than 4.02%, which can provide a reliable reconstruction phase current for the control system.

DC bus, phase current reconstruction, error self-calibration, space vector pulse width modulation, error self-correcting mixed pulse width modulation

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210753

TM341

國(guó)家自然科學(xué)基金項(xiàng)目（61803345, 51807013）和河南省科技攻關(guān)項(xiàng)目（202102210303）資助。

2021-05-24

2021-11-27

申永鵬 男，1985年生，博士，副教授，研究方向?yàn)殡妱?dòng)汽車動(dòng)力系統(tǒng)驅(qū)動(dòng)與控制、能量管理與優(yōu)化。E-mail: shenyongpeng@zzuli.edu.cn

王前程 男，1996年生，碩士研究生，研究方向?yàn)榻涣麟婒?qū)動(dòng)系統(tǒng)控制策略。E-mail: wangqch_zzuli@126.com（通信作者）

（編輯 陳 誠(chéng)）