寬范圍CLLLC雙向同步整流數(shù)字控制方法

廖嘉睿 杭麗君 但志敏 何遠(yuǎn)彬 高錦鳳

寬范圍CLLLC雙向同步整流數(shù)字控制方法

廖嘉睿1杭麗君1但志敏2何遠(yuǎn)彬1高錦鳳2

（1. 杭州電子科技大學(xué)區(qū)域能源互聯(lián)網(wǎng)技術(shù)浙江省工程實(shí)驗(yàn)室 杭州 310018 2. 寧德時(shí)代新能源科技有限公司 寧德 352000）

為解決車載充電器（OBC）系統(tǒng)的雙向CLLLC諧振變換器在寬范圍工作條件下效率過(guò)低、開(kāi)關(guān)管溫度過(guò)高等問(wèn)題，該文提出一種數(shù)字同步整流控制方法。該方法以CLLLC拓?fù)涞拿}沖頻率調(diào)制（PFM）控制模式為基礎(chǔ)，通過(guò)對(duì)不同工作頻率模態(tài)的分析，總結(jié)推導(dǎo)同步開(kāi)關(guān)管與主動(dòng)管驅(qū)動(dòng)時(shí)間的關(guān)系。在寬電壓的調(diào)制頻率范圍內(nèi)，分別通過(guò)分析計(jì)算和線性函數(shù)分段擬合的方法得到同步管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的延遲開(kāi)通和提前關(guān)斷時(shí)間。相較于其他同步整流控制，此方法利用純數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)，可應(yīng)用于母線電壓變化范圍寬的大功率場(chǎng)合，且適用于雙向變換器，避免了模擬控制芯片對(duì)母線電壓變化敏感的缺點(diǎn)，控制方法簡(jiǎn)單且易于實(shí)現(xiàn)，成本更低，設(shè)計(jì)更簡(jiǎn)單。最后，搭建了仿真平臺(tái)和實(shí)驗(yàn)樣機(jī)對(duì)所提出的方法進(jìn)行驗(yàn)證。仿真和實(shí)驗(yàn)的結(jié)果表明，該策略可以使系統(tǒng)效率最大提升3%左右，且能極大降低開(kāi)關(guān)管溫度。

車載充電器 雙向CLLLC變換器 脈沖頻率調(diào)制（PFM） 數(shù)字同步整流 多線性擬合

0 引言

隨著新能源產(chǎn)業(yè)的不斷發(fā)展，電動(dòng)汽車憑借環(huán)保、節(jié)能等優(yōu)點(diǎn)已成為未來(lái)新能源汽車產(chǎn)業(yè)的主流方向。在車載充電器（On Board Charger, OBC）、充電樁等應(yīng)用領(lǐng)域，具有功率雙向流動(dòng)特性的隔離雙向DC- DC變換器成為了研究熱點(diǎn)[1-4]。目前，雙向隔離DC- DC變換拓?fù)渲饕须p向諧振變換器（CLLLC）[5-6]和雙向有源全橋（Dual Active Bridge, DAB）[7]。DAB電路通常只能在較窄功率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)兩邊開(kāi)關(guān)管的零電壓軟開(kāi)關(guān)（Zero Voltage Switching, ZVS），且控制相對(duì)較復(fù)雜[8-9]。CLLLC電路由于自身諧振網(wǎng)絡(luò)的對(duì)稱結(jié)構(gòu)、良好的軟開(kāi)關(guān)特性，其對(duì)稱的電路結(jié)構(gòu)不僅能保證雙向運(yùn)行的一致性，正反向運(yùn)行時(shí)均能在更寬的電壓范圍和功率變換范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通和零電流關(guān)斷[10]。此外，由于CLLLC諧振電流是正弦，其關(guān)斷損耗比電流為梯形的DAB更小，所以在工業(yè)中被廣泛使用[11-12]。

在大電流應(yīng)用場(chǎng)合中，由二極管正向壓降產(chǎn)生的損耗越來(lái)越大，為了提升諧振變換器效率和降低開(kāi)關(guān)管溫度，減少損耗，常采用同步整流技術(shù)。傳統(tǒng)同步控制一般是采用同步整流芯片來(lái)實(shí)現(xiàn)，通過(guò)檢測(cè)開(kāi)關(guān)管兩側(cè)的電壓或電流來(lái)控制開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷[13-14]，如文獻(xiàn)[15-16]提出了采用專業(yè)芯片實(shí)現(xiàn)同步整流，但該類方法增加了外圍電路，針對(duì)雙向能量傳遞需要增加額外電路，結(jié)構(gòu)更復(fù)雜。針對(duì)車載動(dòng)力電池等寬范圍電壓場(chǎng)合，需要的同步整流芯片耐壓值過(guò)高，同時(shí)額外的芯片和外圍電路的增加也會(huì)降低變換器的可靠性和效率，提升成本[17]。需要說(shuō)明的是，目前各芯片公司尚未能提供成熟的用于動(dòng)力電池充放電功率及電壓等級(jí)的同步整流控制芯片。針對(duì)CLLLC變換器的功率雙向流動(dòng)特性和寬電壓應(yīng)用場(chǎng)合，采用數(shù)字控制相比于模擬控制更加靈活和穩(wěn)定。為此，文獻(xiàn)[17]率先提出了數(shù)字同步控制，但未作出具體分析，且未通過(guò)實(shí)驗(yàn)證明可行性；此外有學(xué)者提出數(shù)字化的同步整流控制，采用差分比較電路和高速比較器對(duì)同步開(kāi)關(guān)器件漏源電壓過(guò)零點(diǎn)進(jìn)行采樣，實(shí)現(xiàn)數(shù)字控制[18]，但此種方法會(huì)增加硬件成本和復(fù)雜度，帶來(lái)額外采樣成本和損耗。

本文提出一種新的數(shù)字同步整流控制策略。首先，考慮同步開(kāi)關(guān)器件特性和零電壓開(kāi)通的條件，通過(guò)分析計(jì)算得到同步管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的開(kāi)通延遲時(shí)間。其次，以CLLLC拓?fù)涞拿}沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation, PFM）控制模式為基礎(chǔ)，通過(guò)對(duì)不同工作頻率模態(tài)的分析，總結(jié)同步開(kāi)關(guān)管與主動(dòng)管關(guān)斷時(shí)間的關(guān)系，通過(guò)線性函數(shù)分段擬合的方法得到同步管關(guān)斷提前的時(shí)間。此方法相較于其他同步整流控制，利用純軟件實(shí)現(xiàn)了CLLLC同步整流，適用于大功率寬電壓場(chǎng)合，不受能量流動(dòng)方向限制，能實(shí)現(xiàn)全頻率覆蓋，無(wú)需額外增加硬件成本，大大降低了硬件設(shè)計(jì)復(fù)雜度。此外，該方法不受母線電壓值及變化影響，適用性比現(xiàn)有模擬方案更強(qiáng)。最后，搭建了仿真平臺(tái)和實(shí)驗(yàn)樣機(jī)對(duì)所提出的方法進(jìn)行驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在大功率寬電壓應(yīng)用中，該策略最高可以使系統(tǒng)效率提升3%左右，且能極大地降低同步開(kāi)關(guān)管溫度。

1 數(shù)字同步整流原理分析

1.1 工作原理和損耗分析

圖1 CLLLC諧振變換器

1）欠諧振s＜r

欠諧振工作波形如圖2所示。

圖2 欠諧振工作波形

模態(tài)a（1,2）：等效電路如圖3a所示。此時(shí)，S1和S4導(dǎo)通，1時(shí)刻變壓器一次側(cè)諧振電流r和勵(lì)磁電流m相等，一次側(cè)諧振電感r1、電容r1和勵(lì)磁電感m一起產(chǎn)生串并聯(lián)諧振。因?yàn)閯?lì)磁電感mr1，該段時(shí)間諧振電流可視為一條直線，二次電流d5電流降為零，可實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷（Zero Current Switching, ZCS）。2時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1和S4關(guān)閉，此時(shí)一次側(cè)不向二次側(cè)傳輸能量，二次側(cè)開(kāi)關(guān)管無(wú)電流通過(guò)，和主動(dòng)管驅(qū)動(dòng)比較，此區(qū)間同步管驅(qū)動(dòng)應(yīng)提前關(guān)斷。

模態(tài)b（2,3）：如圖3b所示，此階段為死區(qū)時(shí)間。2時(shí)刻所有開(kāi)關(guān)管S1～S4均關(guān)斷，諧振電流i對(duì)開(kāi)關(guān)管的寄生電容充放電。3時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1和S4漏源級(jí)電壓等于輸入直流電壓in，開(kāi)關(guān)管S2和S3的漏源級(jí)電壓為零，由于開(kāi)關(guān)管寄生電容很小，遠(yuǎn)小于諧振電容，二次電流對(duì)S6和S7開(kāi)關(guān)管的寄生電容充放電且在極短時(shí)間內(nèi)完成，此時(shí)二次側(cè)無(wú)電流通過(guò)。

模態(tài)c（3,4）：如圖3c所示，該階段內(nèi)一次側(cè)開(kāi)關(guān)管仍處于關(guān)斷狀態(tài)，一次側(cè)S2和S3開(kāi)通前漏源極電壓為零，以此實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通。變壓器二次電流通過(guò)S6和S7的寄生二極管實(shí)現(xiàn)整流導(dǎo)通，為實(shí)現(xiàn)二次側(cè)開(kāi)關(guān)管的零電壓導(dǎo)通，需要完成對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管寄生電容充放電。故該段時(shí)間內(nèi)二次側(cè)開(kāi)關(guān)管無(wú)驅(qū)動(dòng)信號(hào)，為保證電容電荷的完全釋放，同步管開(kāi)啟應(yīng)在主動(dòng)管之后。

對(duì)比主動(dòng)管和對(duì)應(yīng)同步開(kāi)關(guān)管的電流波形，變壓器二次側(cè)開(kāi)關(guān)管利用自身體二極管實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通，由于二極管導(dǎo)通損耗遠(yuǎn)大于開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通損耗，若能通過(guò)控制策略在導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)用開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通來(lái)替代二極管導(dǎo)通，同時(shí)利用控制策略實(shí)現(xiàn)同步開(kāi)關(guān)管的零電壓導(dǎo)通來(lái)避免開(kāi)關(guān)損耗，可以有效地降低樣機(jī)損耗，提升變換器工作效率，降低開(kāi)關(guān)管溫度。

如圖4和圖5分別為工作在諧振點(diǎn)和過(guò)諧振下一次側(cè)驅(qū)動(dòng)及諧振、勵(lì)磁和二次電流波形。

圖4 諧振點(diǎn)工作模態(tài)

圖5 過(guò)諧振工作模態(tài)

對(duì)于CLLLC的一次側(cè)主開(kāi)關(guān)管，因?yàn)樽陨淼腪VS特征，且SiC MOS開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷損耗可忽略，所以一次側(cè)基本不產(chǎn)生損耗。變換器二次側(cè)通過(guò)二極管實(shí)現(xiàn)整流，在二極管上會(huì)產(chǎn)生一定損耗。正向運(yùn)行時(shí)在諧振點(diǎn)建立CLLLC二次側(cè)簡(jiǎn)化模型[23-26]，如圖6所示。

圖6 CLLLC二次側(cè)簡(jiǎn)化模型

整流網(wǎng)絡(luò)和基波分量、輸入電流波形如圖7所示。假定一個(gè)橋臂的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，忽略死區(qū)。根據(jù)基波分析法，其中C、D點(diǎn)的電壓為令out和-out之間變化的方波[4]，有

式中，VB(t)為二次側(cè)橋臂電壓；Vout為輸出電壓。

s為開(kāi)關(guān)周期，s=1/s，s為開(kāi)關(guān)頻率，式（1）經(jīng)過(guò)變換后得到

由式（2）得到對(duì)應(yīng)的基波分量和基波分量有效值分別為

其中，輸出端阻抗等效為電阻o，則輸出端電壓與電流相位一致，則二次側(cè)諧振電流的表達(dá)式為

式中，Ir2為二次側(cè)諧振電流有效值，可得總輸出電流o為

則諧振電流有效值為

二次側(cè)諧振電流可視為正弦波，而流經(jīng)對(duì)應(yīng)二極管的電流此時(shí)為對(duì)應(yīng)的正弦半波，即二極管電流有效值d為

若SiC開(kāi)關(guān)管的寄生二極管導(dǎo)通壓降為rev，即單個(gè)周期二次側(cè)整流電路產(chǎn)生的通態(tài)損耗為

在忽略死區(qū)的情況下，CLLLC二次側(cè)所產(chǎn)生的損耗與輸出電流和二極管導(dǎo)通壓降有關(guān)。

1.2 調(diào)制策略

由1.1節(jié)分析可得，同步驅(qū)動(dòng)信號(hào)的開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)刻與工作頻率相關(guān)，故該數(shù)字同步信號(hào)策略一般適用于PFM工況下。為此，需對(duì)同步策略的工作條件作具體分析。

CLLLC在雙向工作情況中在電壓變化范圍內(nèi)需實(shí)現(xiàn)最低和最高增益，當(dāng)CLLLC正向工作時(shí)，電路品質(zhì)因數(shù)為

其中，品質(zhì)因數(shù)與等效阻抗ac成反比。即當(dāng)輸出電壓一定時(shí)，ac的大小與輸出端的功率成反比。

圖8 不同Q值對(duì)應(yīng)的增益曲線

當(dāng)變換器兩端電壓一定時(shí)，根據(jù)設(shè)計(jì)要求和增益曲線，電路拓?fù)淇梢酝ㄟ^(guò)調(diào)頻方式實(shí)現(xiàn)滿載條件下達(dá)到最大和最小增益。實(shí)際應(yīng)用中，受電路元件、印制電路板和控制中非理想因素的影響，只能實(shí)現(xiàn)一定輕載條件下的最大和最小增益調(diào)節(jié)。由于與ac成反比，當(dāng)輸出功率更小時(shí)，其值更小。圖8中，1、2增益曲線在A、B點(diǎn)能實(shí)現(xiàn)最大增益，2增益曲線在C點(diǎn)實(shí)現(xiàn)最小增益，但1增益曲線在頻率范圍內(nèi)能實(shí)現(xiàn)的最小增益為D點(diǎn)。若負(fù)載減小，對(duì)應(yīng)值小于1，則在頻率范圍內(nèi)更難以實(shí)現(xiàn)低增益輸出，此時(shí)PFM難以滿足輕載下的輸出需求。為了實(shí)現(xiàn)CLLLC的全功率范圍精確控制，對(duì)輕載采用PWM策略（如圖9驅(qū)動(dòng)信號(hào)頻率不變，改變占空比調(diào)節(jié)），以此實(shí)現(xiàn)小電流條件下的穩(wěn)定輸出，其他功率輸出仍采用PFM（如圖10驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比不變，改變頻率調(diào)節(jié)）。

圖9 PWM控制

圖10 PFM控制

綜上所述，數(shù)字同步整流控制策略一般適用于PFM控制的中載和滿載工況下。此外，輕載時(shí)電流較小，經(jīng)實(shí)驗(yàn)測(cè)試二次側(cè)開(kāi)關(guān)管溫度較低，同步控制帶來(lái)的效率提升作用較小，故該數(shù)字同步控制主要應(yīng)用于中大功率場(chǎng)合，所以應(yīng)設(shè)定相應(yīng)電流閾值判斷當(dāng)前功率大小來(lái)決定同步策略的開(kāi)啟。

2 同步整流控制策略

根據(jù)第1節(jié)描述，同步管驅(qū)動(dòng)信號(hào)頻率和主動(dòng)管驅(qū)動(dòng)一致，在此基礎(chǔ)上通過(guò)提前關(guān)斷和延遲開(kāi)通方法得到同步驅(qū)動(dòng)信號(hào)，對(duì)比模擬實(shí)現(xiàn)的方法，同步整流控制由更加靈活的數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)，在不增加硬件電路的背景下可有效提升變換器效率。

2.1 同步關(guān)斷和開(kāi)通策略

2.2 同步管延遲開(kāi)通時(shí)間

為了盡可能降低變換器的損耗，在CLLLC實(shí)現(xiàn)二次側(cè)同步控制的同時(shí)，需進(jìn)一步考慮對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管是否實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。以諧振工作點(diǎn)為例進(jìn)行分析，諧振電流需提供同橋臂開(kāi)關(guān)管輸出電容oss實(shí)現(xiàn)完全充放電所需能量。令A(yù)為二次側(cè)開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)完全充放所需時(shí)間，由式（5）可得

即

可求得最小時(shí)間A，即為完成二次側(cè)ZVS的最小時(shí)間。SiC開(kāi)關(guān)管寄生電容如圖12所示。為了實(shí)現(xiàn)輸出電容完全充放電，需滿足

圖12 SiC開(kāi)關(guān)管寄生電容

在相同驅(qū)動(dòng)電阻條件下，器件電容gs會(huì)影響其開(kāi)通關(guān)斷時(shí)間。若同一橋臂兩開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間死區(qū)時(shí)間過(guò)短，上下管可能會(huì)同時(shí)工作在線性區(qū)，開(kāi)關(guān)管發(fā)熱嚴(yán)重，甚至造成直通。同時(shí)，一般在SiC器件中，為加強(qiáng)濾波，會(huì)在驅(qū)動(dòng)兩側(cè)外接1～2nF電容，所以需考慮器件自身gs和外接電容的充放電時(shí)間B。

2.3 同步管提前關(guān)斷時(shí)間

根據(jù)1.1節(jié)分析，同步管提前關(guān)斷時(shí)間和工作頻率有關(guān)，故可用對(duì)應(yīng)的函數(shù)關(guān)系式來(lái)擬合。根據(jù)后續(xù)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)設(shè)計(jì)CLLLC正向運(yùn)行時(shí)諧振頻率r1= 160kHz，工作頻率為s，通過(guò)開(kāi)環(huán)數(shù)據(jù)、仿真數(shù)據(jù)和二次側(cè)ZVS實(shí)現(xiàn)條件分析擬合曲線，結(jié)合變換器參數(shù)分散性和變化所帶來(lái)的影響，設(shè)置時(shí)間裕度。最終得到滿足開(kāi)關(guān)測(cè)試和仿真設(shè)計(jì)要求的CLLLC正向工作時(shí)變換器二次側(cè)同步管開(kāi)關(guān)管同步整流控制策略擬合曲線如圖13所示。

圖13 正向功率傳輸時(shí)開(kāi)環(huán)測(cè)試、仿真和策略數(shù)據(jù)

CLLLC反向工作時(shí)，諧振頻率r2=135kHz，工作頻率為s。同樣得到對(duì)應(yīng)擬合曲線如圖14所示。

圖14 反向功率傳輸時(shí)開(kāi)環(huán)測(cè)試、仿真和策略曲線

此處需要說(shuō)明，上述正反向功率傳輸?shù)姆侄尉€性擬合曲線及其對(duì)應(yīng)的公式，需要針對(duì)具體設(shè)計(jì)的變換器參數(shù)和硬件系統(tǒng)通過(guò)仿真和開(kāi)環(huán)測(cè)試得到。

2.4 同步控制策略

對(duì)中載和滿載工況下的開(kāi)環(huán)數(shù)據(jù)分析后，結(jié)合PFM，設(shè)定同步整流控制策略開(kāi)啟的電流閾值sr，對(duì)比輸出電流o提出

為了防止直流側(cè)電流o在閾值電流sr附近切換時(shí)出現(xiàn)同步控制切換不穩(wěn)定的問(wèn)題，引入另一閾值sr1，且滿足

式中，sr1在本文取值不大于1A，在閾值電流附近切換過(guò)程中，可以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定切換，防止同步開(kāi)啟點(diǎn)不穩(wěn)定。

實(shí)際應(yīng)用中，根據(jù)不同的工作頻率范圍來(lái)確定同步控制策略，相應(yīng)的時(shí)間用曲線擬合記錄在數(shù)字信號(hào)處理器中。需要指出，時(shí)間大小根據(jù)仿真數(shù)據(jù)結(jié)合開(kāi)環(huán)實(shí)驗(yàn)測(cè)試來(lái)確定，其中延遲開(kāi)通時(shí)間和諧振電流相關(guān)，提前開(kāi)通時(shí)間和工作頻率相關(guān)。同理，反向工作同步控制的分析與正向工作一致，具體實(shí)施過(guò)程如圖15所示。

圖15 同步控制流程

（1）首先判斷當(dāng)前的工作方向。

（2）在CLLLC中，正反向?qū)?yīng)著不同的諧振頻率值，經(jīng)過(guò)開(kāi)環(huán)的實(shí)驗(yàn)，得到不同工作頻率范圍記錄同步管合適的關(guān)斷時(shí)間和開(kāi)通時(shí)間。

（3）通過(guò)分段曲線擬合的方式來(lái)覆蓋所有工作頻率，將曲線方程記錄在DSP中，在正常工作情況時(shí)根據(jù)當(dāng)前的工作頻率選擇不同的分段函數(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)同步整流控制。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證上述同步方案的可行性，本文在CLLLC的OBC系統(tǒng)中采用同步數(shù)字控制方法。其中，交流電壓為220V，直流電壓范圍為250～500V。結(jié)合實(shí)際設(shè)計(jì)相關(guān)諧振參數(shù)，設(shè)定電網(wǎng)流出能量方向?yàn)檎?，諧振頻率為160kHz；電網(wǎng)能量流入方向?yàn)榉聪?，諧振頻率為135kHz。仿真波形如圖16所示。

圖16 仿真波形

根據(jù)同步控制流程和控制要求，數(shù)字同步需要達(dá)到閾值電流才會(huì)開(kāi)啟，結(jié)合實(shí)際同步開(kāi)關(guān)管的溫升分析，設(shè)置數(shù)字同步開(kāi)啟的直流側(cè)閾值電流為8A。開(kāi)關(guān)管型號(hào)為羅姆公司的SCT3040KR，其中二次側(cè)開(kāi)關(guān)管oss=76pF，諧振頻率為160kHz，根據(jù)式（14）求得對(duì)應(yīng)A=109.74ns。

1）CLLLC正向工作

當(dāng)s＞r1-15時(shí)同步管延遲開(kāi)通和提前關(guān)斷對(duì)應(yīng)波形如圖17所示。

當(dāng)s≤r1-15時(shí)同步管延遲開(kāi)通和提前關(guān)斷對(duì)應(yīng)波形為圖18所示（其中工作頻率為144kHz，關(guān)斷提前時(shí)間410ns）。

2）CLLLC反向工作時(shí)

與正向一致，直流測(cè)電流大于8A開(kāi)啟同步。當(dāng)s＞r2-10時(shí)，同步管開(kāi)通關(guān)斷Ⅲ波形如圖19所示。

當(dāng)s≤r2-10時(shí)，同步管開(kāi)通關(guān)斷Ⅳ波形如圖20所示（工作頻率為111kHz，根據(jù)計(jì)算關(guān)斷提前時(shí)間為1 400ns）。

圖17 同步管開(kāi)通關(guān)斷Ⅰ

圖18 同步管開(kāi)通關(guān)斷Ⅱ

在直流電壓350V輸出時(shí)，通過(guò)對(duì)正向不同輸出功率下的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)統(tǒng)計(jì)和理論提升效率計(jì)算， 得到圖22所示的不同直流輸出功率工況下提升的效率曲線。

圖19 同步管開(kāi)通關(guān)斷Ⅲ

圖20 同步管開(kāi)通關(guān)斷Ⅳ

圖21 實(shí)驗(yàn)波形

表1 同步和無(wú)同步效率對(duì)比

Tab.1 Comparison of synchronization and non- synchronization efficiency

圖22 效率提升曲線

由圖22可知，在正向CLLLC運(yùn)行中，在中載和重載工況下，開(kāi)啟數(shù)字同步整流控制后，能有效提升效率。同理，反向運(yùn)行時(shí)變換器轉(zhuǎn)換效率也會(huì)有所提高，其最大提升效率為3%左右。經(jīng)實(shí)驗(yàn)證明，該數(shù)字同步控制策略適用于寬功率寬電壓范圍運(yùn)行工況。

同步控制不僅可以提升效率，還能有效減小熱問(wèn)題，當(dāng)正向CLLLC直流輸入電壓300V，直流輸出電壓350V，輸出電流為12A時(shí)，在室溫20℃的測(cè)試環(huán)境中，對(duì)比含同步和未含數(shù)字同步時(shí)的開(kāi)關(guān)管溫度。開(kāi)關(guān)管溫度對(duì)比如圖23所示。正向運(yùn)行穩(wěn)定后，同步控制降低同步開(kāi)關(guān)管溫度約17℃，且隨電流增大，溫度降低越明顯。

本文所得到的擬合曲線尚未進(jìn)行優(yōu)化對(duì)比。后續(xù)可根據(jù)具體參數(shù)設(shè)計(jì)，進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)最優(yōu)化擬合，對(duì)同步時(shí)間進(jìn)行控制。

圖23 開(kāi)關(guān)管溫度對(duì)比

4 結(jié)論

本文提出一種數(shù)字化全頻率范圍的CLLLC變換器同步整流策略。首先考慮了器件特性和零電壓工作條件，通過(guò)分析計(jì)算得到同步管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的開(kāi)通延遲時(shí)間。其次以CLLLC拓?fù)涞腜FM控制模式為基礎(chǔ)，通過(guò)對(duì)不同工作頻率模態(tài)的分析，總結(jié)同步開(kāi)關(guān)管與主動(dòng)管關(guān)斷時(shí)間的關(guān)系，通過(guò)線性函數(shù)分段擬合的方法得到同步管提前關(guān)斷的時(shí)間。此方法相較于其他同步整流控制，利用純軟件實(shí)現(xiàn)了CLLLC同步整流，適用于大功率寬電壓場(chǎng)合，不受能量流動(dòng)方向限制，能實(shí)現(xiàn)全頻率覆蓋，無(wú)需額外增加硬件成本，大大降低了硬件設(shè)計(jì)復(fù)雜度。該控制方法可針對(duì)實(shí)際變換器參數(shù)分散性和變化來(lái)設(shè)置擬合曲線裕度，由MCU數(shù)字芯片實(shí)現(xiàn)，較為簡(jiǎn)單，其適用性比現(xiàn)有模擬方案更強(qiáng)。經(jīng)實(shí)驗(yàn)證明，在中、重載工況下，該同步控制能夠有效地降低開(kāi)關(guān)管損耗，提高轉(zhuǎn)換效率，大大降低同步開(kāi)關(guān)管溫度和損耗，避免熱風(fēng)險(xiǎn)對(duì)樣機(jī)的危害。

[1] 陳啟超. CLLLC諧振型雙向DC/DC變換器若干關(guān)鍵問(wèn)題研究[D]. 哈爾濱: 哈爾濱工業(yè)大學(xué), 2015.

[2] 李紅梅, 張恒果, 崔超. 車載充電PWM軟開(kāi)關(guān)DC-DC變換器研究綜述[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2017, 32(24): 59-70.

Li Hongmei, Zhang Hengguo, Cui Chao. Review of PWM soft-switching DC-DC converter for on-board chargers[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(24): 59-70.

[3] Qu Lu, Wang Xin, Zhang Donglai, et al. A high efficiency and low shutdown current bidirectional DC-DC CLLLC resonant converter[C]//2019 22nd International Conference on Electrical Machines and Systems (ICEMS), Harbin, China, 2019: 1-6.

[4] 龔思成. 雙向CLLLC諧振變換器研究[D]. 南京: 南京航空航天大學(xué), 2019.

[5] 楊玉崗, 武艷秋, 孫曉鈺, 等. 交錯(cuò)并聯(lián)雙向CLLC型諧振變換器中U+U型磁集成變壓器的設(shè)計(jì)[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2021, 36(2): 282-291.

Yang Yugang, Wu Yanqiu, Sun Xiaoyu, et al. Design of U+U magnetic integrated transformer in interleaved parallel bidirectional CLLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(2): 282-291.

[6] 沈凱, 童安平, 杭麗君, 等. 應(yīng)用于可再生能源系統(tǒng)的DAB變換器軟開(kāi)關(guān)調(diào)制策略[J]. 電力系統(tǒng)自動(dòng)化, 2019, 43(9): 154-159, 178.

Shen Kai, Tong Anping, Hang Lijun, et al. DAB converter soft switching modulation strategy applied to renewable energy systems[J]. Automation of Elec- tric Power Systems, 2019, 43(9): 154-159, 178.

[7] 高國(guó)慶, 雷萬(wàn)鈞, 袁曉杰, 等. 雙有源全橋變換器全狀態(tài)離散迭代建模與輸出電壓紋波分析[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2021, 36(2): 330-340.

Gao Guoqing, Lei Wanjun, Yuan Xiaojie, et al. Full-state discrete iterative modeling and output voltage ripple analysis of dual active full-bridge con- verters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(2): 330-340.

[8] 周兵凱, 楊曉峰, 張智, 等. 能量路由器中雙有源橋直流變換器多目標(biāo)優(yōu)化控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2020, 35(14): 3030-3040.

Zhou Bingkai, Yang Xiaofeng, Zhang Zhi, et al. Multi-objective optimization control strategy for dual active bridge DC converters in energy routers[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(14): 3030-3040.

[9] 鄭詩(shī)程, 劉松梅, 王杰, 等. CLLLC諧振式雙向全橋DC-DC變換器[J]. 電力系統(tǒng)及其自動(dòng)化學(xué)報(bào), 2019, 31(4): 83-90.

Zheng Shicheng, Liu Songmei, Wang Jie, et al. CLLLC resonant bidirectional full-bridge DC-DC converter[J]. Journal of Electric Power System and Automation, 2019, 31(4): 83-90.

[10] 陳啟超, 紀(jì)延超, 王建賾. 雙向CLLLC諧振型直流變壓器的分析與設(shè)計(jì)[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2014, 34(18): 2898-2905.

Chen Qichao, Ji Yanchao, Wang Jianzhen. Analysis and design of bidirectional CLLLC resonant DC trans- former[J]. Proceedings of the CSEE, 2014, 34(18): 2898-2905.

[11] Ashrafinia B, Robrecht R, Dahm A, et al. Deve- lopment of bi-directional isolated DC-DC converter for battery test equipment[C]//PCIM Europe 2019, International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, Nuremberg, Germany, 2019: 1-8.

[12] 胡海兵, 王萬(wàn)寶, 孫文進(jìn), 等. LLC諧振變換器效率優(yōu)化設(shè)計(jì)[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2013, 33(18): 48-56.

Hu Haibing, Wang Wanbao, Sun Wenjin, et al. Opti- mization design of LLC resonant converter efficiency[J]. Proceedings of the CSEE, 2013, 33(18): 48-56.

[13] Ren Xufu, Pei Long, Song Shaojie, et al. A digital sensor-less synchronous rectification algorithm for symmetrical bidirectional CLLC resonant conver- ters[C]//2020 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), New Orleans, LA, USA, 2020: 962-968.

[14] Yu S, Bhardwaj M, Chen H. A “predictive” syn- chronous rectifier control for high-frequency series resonant converters[C]//2020 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), New Orleans, LA, USA, 2020: 2254-2259.

[15] 朱黎麗, 張彬. 基于TEA1791A的同步整流電路[J].通信電源技術(shù), 2019, 36(7): 26-27.

Zhu Lili, Zhang Bin. Synchronous rectifier circuit based on TEA1791A[J]. Communication Power Tech- nology, 2019, 36(7): 26-27.

[16] 吳奎. 基于UCD3138的移相全橋同步整流控制策略[J]. 電子世界, 2019(15): 8-10.

Wu Kui. Phase-shifted full-bridge synchronous rectifycati-on control strategy based on UCD3138[J]. Electronic World, 2019(15): 8-10.

[17] 賈海洋, 黃楊濤, 王來(lái)利, 等. 高功率密度寬增益CLLC諧振變換器的設(shè)計(jì)研究[J]. 電力電子技術(shù), 2018, 52(8): 45-47, 51.

Jia Haiyang, Huang Yangtao, Wang Laili, et al. Design and research of CLLC resonant converter with high power density and wide gain[J]. Power Electro- nics Technology, 2018, 52(8): 45-47, 51.

[18] 曹以龍, 帥祿瑋. 數(shù)字化控制下的CLLC變換器同步整流策略[J]. 上海電力大學(xué)學(xué)報(bào), 2020, 36(2): 173-178.

Cao Yilong, Shuai Luwei. Synchronous rectification strategy of CLLC converter under digital control[J]. Journal of Shanghai Electric Power University, 2020, 36(2): 173-178.

[19] 劉和平, 陳紅巖, 苗軼如, 等. 混合式LLC電路諧振與同步整流數(shù)字式控制[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2015, 35(9): 2272-2278.

Liu Heping, Chen Hongyan, Miao Yiru, et al. Hybrid LLC circuit resonance and synchronous rectification digital control[J]. Proceedings of the CSEE, 2015, 35(9): 2272-2278.

[20] 陳啟超, 紀(jì)延超, 王建賾, 等. MOSFET輸出電容對(duì)CLLLC諧振變換器特性影響分析[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2015, 30(17): 26-35.

Chen Qichao, Ji Yanchao, Wang Jianzhen, et al. Analysis of the influence of MOSFET output capacitance on the characteristics of CLLLC resonant converters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(17): 26-35.

[21] Chen Ning, Li Bodong, Wang Xiaoqin, et al. A synchronous rectification scheme based on inductor voltage sensing for CLLC bidirectional resonant converter[C]//2020 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), New Orleans, LA, USA, 2020: 1713-1719.

[22] 李舒成, 劉邦銀, 姜慶, 等. 基于同步PWM控制的雙向CLLLC諧振型直流變換器運(yùn)行特性分析[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2019, 34(增刊2): 543-552.

Li Shucheng, Liu Bangyin, Jiang Qing, et al. Analysis of the operating characteristics of a bidirectional CLLLC resonant DC converter based on synchronous PWM control[J]. Transactions of the China Electro- technical Society, 2019, 34(S2): 543-552.

[23] Han Weijian, Mal R, Corradini L. Analysis and design methodology for ZVS phase shift modulated bidire- ctional CLLLC Resonant DC-DC Converters[C]// 2019 21st European Conference on Power Electronics and Applications (EPE '19 ECCE Europe), Genova, Italy, 2019: 1-10.

[24] Zong Sheng, Fan Guoxing, Yang Xiaobo. Double voltage rectification modulation for bidirectional DC/DC resonant converters for wide voltage range operation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(7): 6510-6521.

[25] 趙烈, 裴云慶, 劉鑫浩, 等. 基于基波分析法的車載充電機(jī)CLLC諧振變換器參數(shù)設(shè)計(jì)方法[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2020, 40(15): 4965-4977.

Zhao Lie, Pei Yunqing, Liu Xinhao, et al. Parameter design method of CLLC resonant converter for vehicle charger based on fundamental wave analysis[J]. Proceedings of the CSEE, 2020, 40(15): 4965-4977.

[26] 陳啟超, 王建賾, 紀(jì)延超. 基于LLC諧振變換器的電力電子變壓器[J]. 電力系統(tǒng)自動(dòng)化, 2014, 38(3): 41-46.

Chen Qichao, Wang Jianzhen, Ji Yanchao. Power electronic transformer based on LLC resonant con- verter[J]. Automation of Electric Power Systems, 2014, 38(3): 41-46.

Digital Control Method of Wide-Range CLLLC Bidirectional Synchronous Rectification

11212

（1. Regional Energy Internet Technology Zhejiang Engineering Laboratory Hangzhou Dianzi University Hangzhou 310018 China 2. Contemporary Amperex Technology Co. Ltd Ningde 352000 China）

In order to solve the problems of low efficiency and high temperature of the switches under a wide range of working conditions of the bidirectional CLLLC resonant converter, this paper proposes a digital synchronous rectification controller for the rectifier on the secondary side of the high frequency transformer. Based on the pulse frequency modulation (PFM) mode of the CLLLC circuit, the operating mode of different frequencies is analyzed, and the relationship between the driving signal of the synchronous switch and the driving signal of the active device on the primary side of the transformer is obtained. In a wide modulation frequency range, the delayed turn-on time and lead turn-off time of the driving signal for the synchronous devices is obtained respectively by calculation and piecewise linear function fitting methods. Compared with other synchronous rectification control, this method is realized by pure digital control, which can be applied to high-power applications with a wide range of bus voltage variation. Furthermore, this method is suitable for bidirectional converters. and avoids the shortcoming that the analog control chip is sensitive to bus voltage changes. Meanwhile, the proposed control method is simple to implement, and the cost and complexity of circuit can be reduced. Finally, a simulation platform and an experimental prototype were built to verify the proposed method. The results show that this strategy can increase the efficiency of the CLLLC system by about 3%, and can greatly reduce the temperature of the synchronous switches.

On board charger, bidirectional CLLLC converter, pulse frequency modulation (PFM), digital synchronous rectification, multiple linear fitting

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210152

TM46

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51777049, 51707051）。

2021-01-29

2021-04-09

廖嘉睿 男，1997年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)。E-mail: JiaruiLiao@163.com

杭麗君 女，1979年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娮优c電力傳動(dòng)。E-mail: ljhang@hdu.edu.cn（通信作者）

（編輯 崔文靜）