一種用于V形鉗位多電平變換器的IGBT吸收電路方案

薛 堯 王琛琛 楊曉峰 李 凱 鄭瓊林

一種用于V形鉗位多電平變換器的IGBT吸收電路方案

薛 堯 王琛琛 楊曉峰 李 凱 鄭瓊林

（北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 北京 100044）

只有公共直流側(cè)電容的V形鉗位多電平變換器（VMC）在中壓、大功率電能變換的場(chǎng)合具備良好的應(yīng)用價(jià)值。但當(dāng)VMC電平數(shù)較高時(shí)，其換流回路電感不可避免地增大，使IGBT開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷過(guò)電壓?jiǎn)栴}凸顯。為此，該文提出一種簡(jiǎn)單的VMC吸收電路方案。依據(jù)VMC的運(yùn)行原理，將其開(kāi)關(guān)器件區(qū)分為主開(kāi)關(guān)器件和輔助開(kāi)關(guān)器件。主開(kāi)關(guān)器件動(dòng)作并切換電流通路，在每一對(duì)互補(bǔ)的主開(kāi)關(guān)器件兩端添加吸收電容（構(gòu)成類似半橋開(kāi)關(guān)能量緩沖單元），以抑制其關(guān)斷過(guò)電壓。而主開(kāi)關(guān)器件相對(duì)應(yīng)的輔助開(kāi)關(guān)器件則先開(kāi)通、后關(guān)斷，僅提供靜態(tài)電壓支撐的功能，因此無(wú)需吸收電路保護(hù)。該文以七電平VMC為例，對(duì)所提的吸收電路方案進(jìn)行了分析和研究。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提的VMC吸收電路方案能夠顯著抑制開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷電壓尖峰。并且，該方案僅需少量吸收電容與主開(kāi)關(guān)一起構(gòu)成類似半橋開(kāi)關(guān)能量緩沖單元的形式即可實(shí)現(xiàn)所有開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷過(guò)電壓保護(hù)，其成本低、可靠性高，具有良好的工程實(shí)用性。

V形鉗位多電平變換器 吸收電路 IGBT關(guān)斷過(guò)電壓 電壓尖峰

0 引言

相較于傳統(tǒng)的兩電平變換器，多電平變換器突破了現(xiàn)有功率半導(dǎo)體器件的電壓等級(jí)限制，避免了開(kāi)關(guān)器件的直接串聯(lián)動(dòng)作；并且，其輸出諧波特性較好、電磁干擾較小[1-2]。因此，多電平變換器被廣泛應(yīng)用于中高壓、大功率電能變換的場(chǎng)合，如電機(jī)驅(qū)動(dòng)[3]、無(wú)功補(bǔ)償[4]、新能源發(fā)電并網(wǎng)[5]以及高壓直流（High-Voltage Direct Current, HVDC）輸電[6]等。近年來(lái)，不斷有新型的多電平拓?fù)浔惶岢?，以適應(yīng)不同應(yīng)用場(chǎng)合的要求。其中，文獻(xiàn)[7-8]提出了一種V形鉗位多電平變換器（V-clamp Multilevel Converter,VMC）拓?fù)?。?duì)比傳統(tǒng)的中點(diǎn)鉗位（Neutral-Point Clamped, NPC）型與飛跨電容（Flying Capacitor, FC）型變換器，VMC大幅減少了鉗位器件的數(shù)量，有利于降低變換器體積并簡(jiǎn)化控制復(fù)雜度，為中壓領(lǐng)域的應(yīng)用提供了一種優(yōu)選方案。

盡管以VMC為代表的多電平變換器具備上述諸多優(yōu)勢(shì)，但多電平變換器結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，換流回路較長(zhǎng)，引入了更多的雜散電感[9-10]。當(dāng)變換器切換輸出電平時(shí)，較大的電流變化率（d/d）使回路中的雜散電感感應(yīng)出電壓尖峰。該電壓尖峰疊加在關(guān)斷的IGBT器件兩端，造成瞬態(tài)電壓應(yīng)力增大，嚴(yán)重時(shí)會(huì)損壞開(kāi)關(guān)器件，影響到變換器的安全運(yùn)行[11]。雖然采用疊層母排能夠在一定程度上緩解上述問(wèn) 題[12]，但是，隨著變換器的電平數(shù)升高，其結(jié)構(gòu)復(fù)雜程度上升，為母排的設(shè)計(jì)帶來(lái)了很大的困難，優(yōu)化效果有限。因此，有必要為多電平變換器添加吸收電路，以抑制開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷過(guò)電壓，確保多電平變換器的正常工作。

目前，針對(duì)多電平變換器吸收電路的研究主要集中在三電平NPC、FC及T型變換器[13-18]。一種方法是針對(duì)單個(gè)開(kāi)關(guān)器件添加RC或RCD吸收電路，如應(yīng)用于三電平NPC的3RCD吸收電路等[13]；另一種方法是將兩電平吸收電路拓展應(yīng)用至多電平變換器中。文獻(xiàn)[14-15]分別研究了Undeland吸收電路在三電平NPC及FC中的應(yīng)用。文獻(xiàn)[16]則提出了一種適用于三電平NPC的Mcmurry吸收電路。此外，文獻(xiàn)[17]針對(duì)NPC變換器提出一種無(wú)源無(wú)損吸收電路單元，實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)器件的低電壓應(yīng)力開(kāi)關(guān)。文獻(xiàn)[18]則研究T型變換器的軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，有效抑制了其開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷過(guò)電壓尖峰。

雖然上述的吸收電路方案有效解決了三電平變換器的IGBT器件關(guān)斷過(guò)電壓?jiǎn)栴}，但針對(duì)電平數(shù)較高的VMC拓?fù)?，適用性不佳。這是由于在高電平數(shù)的VMC中，其包含的IGBT開(kāi)關(guān)器件數(shù)量較多，若仍然采用上述的吸收電路方案，所需添加的吸收器件總數(shù)量過(guò)多，這會(huì)大幅增加變換器的復(fù)雜程度，對(duì)變換器的成本和可靠性均造成了明顯的負(fù)面影響[19]。

本文提出一種用于VMC的吸收電路方案。該方案巧妙利用了VMC的電平切換原理，將其開(kāi)關(guān)器件劃分為主開(kāi)關(guān)器件及相對(duì)應(yīng)的輔助開(kāi)關(guān)器件。在電平切換的過(guò)程中，主開(kāi)關(guān)器件動(dòng)作以實(shí)現(xiàn)電流通路的切換，而其對(duì)應(yīng)的輔助開(kāi)關(guān)器件則延遲關(guān)斷、提前開(kāi)通，僅提供靜態(tài)電壓支撐的功能，不存在關(guān)斷過(guò)電壓的問(wèn)題。通過(guò)這種調(diào)制方式，僅需要為主開(kāi)關(guān)器件添加吸收電路。并且，由于VMC中互補(bǔ)動(dòng)作的主開(kāi)關(guān)器件相互臨近，構(gòu)成類似兩電平半橋變換單元。因此可以在該“半橋變換單元”的正負(fù)兩端添加一個(gè)吸收電容支路即可實(shí)現(xiàn)其關(guān)斷過(guò)電壓的保護(hù)。本文以七電平VMC為例，對(duì)所提的吸收電路方案進(jìn)行了分析和說(shuō)明。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所提方案的有效性。

1 七電平VMC基本運(yùn)行原理

圖1展示了七電平VMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由直流側(cè)電容、輸出功率橋臂及六條鉗位支路構(gòu)成。直流側(cè)電容包含6個(gè)級(jí)聯(lián)電容，將直流母線電壓均分為7個(gè)電平，分別為+3、+2、+、0、-、-2及-3，其中=dc/6。

圖1 七電平VMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

七電平VMC的開(kāi)關(guān)狀態(tài)見(jiàn)表1，表中，VT1～VT14為對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)器件的門(mén)極信號(hào)，其值為“1”表示導(dǎo)通狀態(tài)，為“0”表示關(guān)斷狀態(tài)。此處，由VT4統(tǒng)一表示同向串聯(lián)的開(kāi)關(guān)管VT4a、VT4b與VT4c，三者的動(dòng)作信號(hào)同步。其他串聯(lián)開(kāi)關(guān)管VT5、VT10、VT11、VT12與VT13的表示與此相似。觀察表1可知，開(kāi)關(guān)器件VT1與VT9，VT2與VT10，VT3與VT11，VT12與VT6，VT13與VT7，VT14與VT8分別互補(bǔ)動(dòng)作，以防止直流側(cè)電容短路。此外，VT4在調(diào)制電壓信號(hào)為正時(shí)保持導(dǎo)通，在調(diào)制電壓信號(hào)為負(fù)時(shí)保持關(guān)斷。VT5的開(kāi)關(guān)狀態(tài)則與VT4互補(bǔ)。依據(jù)表1對(duì)七電平VMC進(jìn)行調(diào)制，即可分別輸出直流母線的7個(gè)電平電壓。

表1 七電平VMC開(kāi)關(guān)狀態(tài)

Tab.1 Switching states of seven-level VMC

注：“1”表示導(dǎo)通；“0”表示判斷。

2 七電平VMC換流過(guò)程分析

在理想情況下，VMC中所有開(kāi)關(guān)器件的最大阻斷電壓均為。但在實(shí)際換流過(guò)程中，考慮到換流回路的雜散電感以及二極管的反向恢復(fù)特性，開(kāi)關(guān)器件會(huì)產(chǎn)生關(guān)斷電壓尖峰。圖2展示了七電平VMC各輸出電平的電流通路，令o＞0表示為電流方向從直流母線電容流向交流輸出端，o＜0表示為電流方向從交流輸出端流向直流側(cè)母線電容。下文以o＞ 0的情況為例，分析換流過(guò)程中出現(xiàn)的開(kāi)關(guān)器件關(guān)斷過(guò)電壓現(xiàn)象。

當(dāng)輸出電平由+3切換到+2時(shí)，VT1關(guān)斷、VT9開(kāi)通，負(fù)載電流由VT1換流至VT9的反并聯(lián)二極管通路。此時(shí)，VT1的關(guān)斷電壓表示為

式中，s1為+3與+2電平之間的換流回路電感；ds1/d為該換流回路的電流變化率?？梢钥闯觯瑂1的值越大，VT1的關(guān)斷過(guò)電壓尖峰也就越高。

而當(dāng)輸出電平由+2切換到+3時(shí)，VT9關(guān)斷，VT1開(kāi)通，負(fù)載電流由VT9的反并聯(lián)二極管切換至VT1通路。該換流過(guò)程中，VT9的反并聯(lián)二極管由正向?qū)ǖ臓顟B(tài)向反偏關(guān)斷的狀態(tài)轉(zhuǎn)換，產(chǎn)生了反向恢復(fù)電流[20]。此時(shí)，VT9的關(guān)斷電壓尖峰主要是由反向恢復(fù)電流引起的，即

式中，dr1/d為反向恢復(fù)電流的變化率。同樣地，較大的雜散電感s1也會(huì)造成較高的VT9關(guān)斷過(guò)電壓尖峰。

同理，上述的分析可以推廣至+2與+電平、+與+0電平之間切換的過(guò)程中。需要說(shuō)明的是，在上述回路中，VT10與VT11代表的串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件添加了靜態(tài)均壓電阻，實(shí)現(xiàn)了其閉鎖狀態(tài)下的靜態(tài)均壓，但并未添加復(fù)雜的動(dòng)態(tài)均壓電路。VMC中的其余串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件與此相同。由于+2與+電平、+與+0電平之間的換流回路相對(duì)較長(zhǎng)，其雜散電感引起的電壓尖峰也會(huì)相應(yīng)更大。

特別地，當(dāng)輸出電平由+0切換到-0時(shí)，VT4關(guān)斷、VT5開(kāi)通。此時(shí)，一半的負(fù)載電流由VT11的反并聯(lián)二極管及VT4換流至VT12與VT5的反并聯(lián)二極管通路。在該換流過(guò)程中，VT11因始終保持導(dǎo)通狀態(tài)，可以被當(dāng)作導(dǎo)線。由于該換流回路中不包含直流側(cè)電容，VT4的關(guān)斷電壓表示為

式中，s4為+0與-0電平之間的換流回路電感；ds4/d為該換流回路的電流變化率。一般而言，VT4的關(guān)斷電壓幅值相對(duì)較小。但在s4值較大的情況下，仍存在一定的關(guān)斷過(guò)電壓風(fēng)險(xiǎn)。

而當(dāng)輸出電平由-0切換到+0時(shí)，VT5關(guān)斷、VT4開(kāi)通。一半的負(fù)載電流由VT12及VT5的反并聯(lián)二極管換流至VT11的反并聯(lián)二極管及VT4通路。由于在該換流過(guò)程結(jié)束后，仍存在一半的負(fù)載電流通過(guò)VT12與VT5的反并聯(lián)二極管通路續(xù)流，因此VT5兩端的關(guān)斷電壓VT5=0。

依據(jù)對(duì)稱性，VMC下半橋臂的換流過(guò)程也可以推導(dǎo)得出。而在o＜0的情況時(shí)，互補(bǔ)開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷電壓峰值相互調(diào)換，此處不再贅述。

綜上所述，在七電平VMC中，各開(kāi)關(guān)器件在關(guān)斷的過(guò)程中可能出現(xiàn)電壓尖峰，因此有必要添加吸收電路進(jìn)行保護(hù)。

3 用于VMC的吸收電路方案

3.1 改進(jìn)的VMC調(diào)制方法

由第2節(jié)的分析可知，若采用表1中的調(diào)制方法，在七電平VMC的各個(gè)開(kāi)關(guān)器件均存在關(guān)斷過(guò)電壓的風(fēng)險(xiǎn)，需要添加相應(yīng)的保護(hù)措施。顯然，過(guò)多的保護(hù)目標(biāo)不利于VMC吸收電路的簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)。

本節(jié)對(duì)VMC的調(diào)制方法進(jìn)行改進(jìn)，減少了存在關(guān)斷過(guò)電壓風(fēng)險(xiǎn)的開(kāi)關(guān)器件數(shù)量。依據(jù)七電平VMC的基本運(yùn)行原理，對(duì)其進(jìn)行變換單元的分解，七電平VMC的變換單元示意圖如圖3所示。此處為直觀展示，對(duì)七電平VMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)做了變形處理。將開(kāi)關(guān)器件VT1與VT9，VT2與VT10a，VT3與VT11a，VT4c與VT5a，VT12a與VT6，VT13a與VT7，VT14a與VT8劃分為主開(kāi)關(guān)器件，這七對(duì)互補(bǔ)動(dòng)作的主開(kāi)關(guān)器件分別構(gòu)成了變換單元Ⅰ～Ⅶ（見(jiàn)圖3中陰影部分）。VT10b作為VT10a的輔助開(kāi)關(guān)器件，VT11b和VT11c作為VT11a的輔助開(kāi)關(guān)器件，VT4a和VT4b作為VT4c的輔助開(kāi)關(guān)器件，VT5b和VT5c作為VT5a的輔助開(kāi)關(guān)器件，VT12b和VT12c作為VT12a的輔助開(kāi)關(guān)器件，VT13b作為VT13a的輔助開(kāi)關(guān)器件。

圖3 七電平VMC的變換單元示意圖

在改進(jìn)的VMC調(diào)制方法中，主開(kāi)關(guān)器件仍然按照表1中的開(kāi)關(guān)狀態(tài)進(jìn)行調(diào)制；其對(duì)應(yīng)的輔助開(kāi)關(guān)器件不再同時(shí)動(dòng)作，而是提前導(dǎo)通、延遲關(guān)斷。按照這一原則，可以獲得七電平VMC中輔助開(kāi)關(guān)器件的調(diào)制信號(hào)。以輸出電平+2與+的切換（o＞0）為例進(jìn)行說(shuō)明，圖4展示了VT2、VT10a以及VT10b的調(diào)制信號(hào)。圖中，在1時(shí)刻之前，變換器輸出+2電平，VT2導(dǎo)通，VT10a及VT10b關(guān)斷；在1時(shí)刻，VT10b提前開(kāi)通，此時(shí)負(fù)載電流通路未改變，VT10b為零電流開(kāi)通；在2時(shí)刻，VT2關(guān)斷，負(fù)載電流通路變換，輸出電平切換為+，VT2承受關(guān)斷過(guò)電壓；在3時(shí)刻，VT10a開(kāi)通，該換流過(guò)程結(jié)束。在4時(shí)刻，VT10a關(guān)斷，此時(shí)負(fù)載電流仍通過(guò)VT10a、VT10b的反并聯(lián)二極管通路續(xù)流；在5時(shí)刻，VT2開(kāi)通，負(fù)載電流通路變換，輸出電平切換為+2，此時(shí)VT10a承受過(guò)電壓尖峰，而VT10b則保持開(kāi)通狀態(tài)，不承受電壓；在6時(shí)刻，VT10b關(guān)斷，由于此時(shí)換流過(guò)程已經(jīng)結(jié)束，VT10b為零電壓關(guān)斷。圖4中，1與2，2與3，4與5，5與6時(shí)刻之間均相差一個(gè)死區(qū)時(shí)間，以確保開(kāi)關(guān)器件的完全動(dòng)作。其他輔助開(kāi)關(guān)器件的調(diào)制信號(hào)可以同理獲得。

圖4 七電平VMC改進(jìn)調(diào)制方法示意圖

可以看出，改進(jìn)的VMC調(diào)制方法實(shí)質(zhì)上是對(duì)鉗位支路中的串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件進(jìn)行“分工”。由主開(kāi)關(guān)器件構(gòu)成的變換單元負(fù)責(zé)實(shí)現(xiàn)輸出電平的切換，而其輔助開(kāi)關(guān)器件則提前開(kāi)通、延遲關(guān)斷，僅提供靜態(tài)電壓支撐的功能。由于輔助開(kāi)關(guān)器件實(shí)現(xiàn)了零電流開(kāi)通和零電壓關(guān)斷，無(wú)需添加吸收電路保護(hù)。因此當(dāng)七電平VMC中采用改進(jìn)的調(diào)制方法時(shí)，僅需對(duì)14個(gè)主開(kāi)關(guān)器件添加關(guān)斷過(guò)電壓保護(hù)措施，保護(hù)目標(biāo)的數(shù)量減少了10個(gè)，大幅簡(jiǎn)化了VMC吸收電路的設(shè)計(jì)難度。

3.2 吸收電路及其保護(hù)機(jī)理

對(duì)七電平VMC中的主開(kāi)關(guān)器件添加吸收電路。由圖3中可以看出，每一對(duì)互補(bǔ)動(dòng)作的主開(kāi)關(guān)器件構(gòu)成了一組變換單元，而變換單元的工作模式相當(dāng)于兩電平的半橋結(jié)構(gòu)。當(dāng)VMC切換其相鄰的輸出電平時(shí)，可以看作是對(duì)應(yīng)的變換單元在切換其高、低輸出電平。從這一角度出發(fā)，VMC中開(kāi)關(guān)器件的過(guò)電壓保護(hù)可以直接采用兩電平變換器的吸收電路。

本文在VMC各變換單元的正負(fù)兩端添加吸收電容支路，以解耦換流回路中大部分雜散電感的影響，降低主開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷電壓尖峰。圖5展示了添加吸收電容s1～s7后的七電平VMC結(jié)構(gòu)。

圖5 本文所提七電平VMC吸收電路方案

不失一般性，仍以輸出電平+2與+的切換 （o＞0）為例來(lái)說(shuō)明VMC吸收電路的保護(hù)機(jī)理，圖6展示了該換流回路的等效電路。在該換流過(guò)程中，輔助開(kāi)關(guān)器件VT10b保持導(dǎo)通狀態(tài)，可以被當(dāng)作導(dǎo)線。加入吸收電容s2后，該換流回路的雜散電感s2被分割為s2a與s2b兩部分，Ls2為吸收電容的寄生電感。在電流通路切換時(shí)，存儲(chǔ)在s2a中的能量大部分被s2所吸收，引起s2的波動(dòng)。當(dāng)s2取值較大時(shí)，可以近似認(rèn)為其兩端電壓在換流過(guò)程中保持為。此時(shí)，VT2與VT10a的關(guān)斷過(guò)電壓尖峰主要由s2b與Ls2兩端的感應(yīng)電壓造成。

圖6 +2E與+E電平換流回路等效電路

當(dāng)s2b與Ls2的值越小時(shí)，VT2與VT10a的關(guān)斷電壓值也就越接近其額定值。由于VMC中變換單元內(nèi)的主開(kāi)關(guān)器件相互臨近，通過(guò)合理布局設(shè)計(jì)、采用低感吸收電容的方法，即可使s2b與Ls2的值盡可能減小，達(dá)到抑制開(kāi)關(guān)器件關(guān)斷過(guò)電壓的目的。同理，上述的分析結(jié)論可以應(yīng)用至七電平VMC的其他變換單元中。

綜合上述，采用改進(jìn)的VMC調(diào)制方法，僅需添加7個(gè)吸收電容即可實(shí)現(xiàn)七電平VMC的開(kāi)關(guān)器件過(guò)電壓保護(hù)。

3.3 吸收電路方案的拓展

本文所提的VMC吸收電路方案可以拓展至任意電平的VMC結(jié)構(gòu)中。圖7a、圖7b分別展示了其應(yīng)用于八電平VMC、九電平VMC的示意圖。

圖7 VMC吸收電路方案的拓展

4 吸收電路參數(shù)設(shè)計(jì)

吸收電容值的選取將直接影響到其工作性能。本文所添加吸收電容的主要作用在于解耦開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷電壓峰值與吸收回路外雜散電感的關(guān)系。此處，仍以+2電平向+電平的換流過(guò)程（o＞0）為例，對(duì)吸收電路的設(shè)計(jì)進(jìn)行討論。

在圖6中，VT2關(guān)斷時(shí)出現(xiàn)了過(guò)電壓振蕩；此時(shí)VT10a的反并聯(lián)二極管開(kāi)始導(dǎo)通，等效為導(dǎo)線。將圖6中的電壓源（直流側(cè)支撐電容）短路、將電流源開(kāi)路，可以得到VT2兩端的阻抗電路，如圖8所示。其中，oss為VT2的等效輸出電容。

圖8 VT2兩端阻抗電路

對(duì)圖8求解，可得VT2兩端的阻抗VT2為

其中

VT2()=s2(s2aLs2+s2as2b+Ls2s2b)3+(s2a+s2b)

VT2()=s2oss(s2aLs2+s2as2b+Ls2s2b)4+

(osss2a+osss2b+s2s2a+s2Ls2)2+1

結(jié)合一組實(shí)際參數(shù)：s2a=300nH、s2b=20nH、Ls2=20nH、oss=108pF，能夠繪制出不同s2取值下的VT2幅頻特性曲線，如圖9所示?？梢钥闯?，VT2存在低頻與高頻兩個(gè)諧振點(diǎn)。當(dāng)吸收電容s2取值為10nF、100nF及1mF時(shí)，VT2的高頻諧振點(diǎn)與s2無(wú)明顯關(guān)系；而當(dāng)s2取值為100pF及1nF時(shí)，VT2的高頻諧振點(diǎn)隨s2減小而向右偏移。因此，在線路雜散電感變化不大的情況下，s2取值滿足式（5）中的經(jīng)驗(yàn)關(guān)系，可以認(rèn)為實(shí)現(xiàn)了VT2關(guān)斷電壓中的低頻振蕩與高頻振蕩之間的解耦。

圖9 ZVT2的幅頻特性曲線

在滿足式（5）的條件下，圖6中的兩個(gè)換流回路可以拆分開(kāi)來(lái)進(jìn)行分析。其中變換單元內(nèi)的回路參數(shù)決定了VT2關(guān)斷后的初始電壓尖峰，即

式中，Ds2,max為+2電平向+電平換流過(guò)程中出現(xiàn)的最大電流變化率。

而變換單元外的回路在換流中產(chǎn)生了s2的低頻電壓振蕩，同樣會(huì)疊加在VT2兩端，引起過(guò)電壓為

由式（6）、式（7）可知，為實(shí)現(xiàn)VT2的關(guān)斷電壓峰值與s2a之間的解耦，VT2,peak2應(yīng)當(dāng)小于VT2,peak1，可得s2取值的另一條件為

圖10給出了VT2關(guān)斷電壓的仿真結(jié)果，直觀展示了s2的取值是否滿足式（8）的影響。觀察可知，當(dāng)s2=10nF時(shí)，VT2關(guān)斷后的初始電壓尖峰約為290V，但低頻振蕩的峰值達(dá)到了322V，VT2的最大關(guān)斷電壓值由低頻振蕩主導(dǎo)。而當(dāng)s2= 1mF時(shí)，低頻振蕩的幅值和頻率均降低，VT2的最大關(guān)斷電壓值變化為初始電壓尖峰，獲得了明顯的下降。

上述的分析可以拓展至其他電平換流過(guò)程中。此處總結(jié)出吸收電路的設(shè)計(jì)原則：

圖10 VT2關(guān)斷電壓仿真結(jié)果

（1）吸收電容取值至少應(yīng)滿足式（5）與式（8）的條件，以實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)器件最大關(guān)斷電壓與吸收電路外雜散電感的解耦。

（2）在合理范圍內(nèi)增大吸收電容取值，能夠有效降低低頻振蕩的幅值，維持輸出電平的穩(wěn)定。

（3）盡可能減小吸收回路內(nèi)的線路電感以及吸收電容的寄生電感，有利于降低開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷過(guò)電壓峰值。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文所提VMC吸收電路方案的有效性，搭建了七電平VMC的原理樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)中，額定直流側(cè)母線電壓為1 440V，由6個(gè)級(jí)聯(lián)直流電源供電，單個(gè)直流側(cè)電容的額定電壓為=240V。開(kāi)關(guān)器件采用Infineon公司的IKW30N60T型IGBT。負(fù)載為40W/4mH的阻感負(fù)載，負(fù)載電壓的基頻為50Hz。通過(guò)圖11中所示的PD-PWM方法獲得主開(kāi)關(guān)器件的初始調(diào)制信號(hào)，圖11中，0～2p為一個(gè)基波周期。設(shè)定調(diào)制波的調(diào)制系數(shù)為0.87，載波的頻率為5kHz。

首先設(shè)計(jì)了三組實(shí)驗(yàn)進(jìn)行對(duì)比分析。在實(shí)驗(yàn)Ⅰ中，不添加吸收電路，設(shè)定鉗位支路的開(kāi)關(guān)器件同時(shí)動(dòng)作，實(shí)驗(yàn)Ⅰ作為基礎(chǔ)對(duì)比組；實(shí)驗(yàn)Ⅱ中不添加吸收電路，設(shè)定鉗位支路中的串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件不同時(shí)動(dòng)作，目的在于分析串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件的動(dòng)作無(wú)法保持完全一致時(shí)的情況；實(shí)驗(yàn)Ⅲ中采用本文所提出的吸收電路方案，所添加的吸收電容值為3mF。需要說(shuō)明，實(shí)際應(yīng)用中可以依據(jù)VMC中不同換流回路的參數(shù)對(duì)吸收電容進(jìn)行差異化設(shè)計(jì)，從而進(jìn)一步減小吸收電路的整體成本和體積。圖12～圖16分別展示了七電平VMC各開(kāi)關(guān)器件的電壓波形，并標(biāo)出了開(kāi)關(guān)器件兩端的最大電壓峰值。

圖12為VT1、VT9兩端的電壓波形。由于+3與+2電平換流回路中不存在串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件，因此沒(méi)有給出實(shí)驗(yàn)Ⅱ的波形。由圖12a可以看出，當(dāng)不添加吸收電路時(shí)，VT1的關(guān)斷電壓峰值約為337V，超過(guò)額定值40%。而VT1的最大電壓尖峰出現(xiàn)在+2與+電平切換的階段中，為362V，超過(guò)額定值51%。這是由于+2與+電平換流回路中雜散電感的感應(yīng)電壓峰值較大，對(duì)VT1的電壓產(chǎn)生了明顯的干擾影響。VT9的最大電壓尖峰約為450V，出現(xiàn)在其關(guān)斷過(guò)程中。由于VT9反并聯(lián)二管的反向恢復(fù)效應(yīng)，其關(guān)斷電壓峰值較大，超過(guò)額定值約88%。如圖12b所示，加入吸收電容支路后，VT1與VT9的最大電壓峰值分別降低為282V與284V，超過(guò)額定值僅約18%。并且，吸收電容支路有效抑制了其他變換單元?jiǎng)幼鞯挠绊憽?/p>

圖11 PD-PWM波形及主開(kāi)關(guān)器件調(diào)制信號(hào)

圖12 VT1與VT9電壓波形

圖13為VT2、VT10a、VT10b兩端的電壓波形。在圖13a所示的實(shí)驗(yàn)Ⅰ中，串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件VT10a與VT10b基本平均分擔(dān)了串聯(lián)支路兩端的總電壓，其最大電壓尖峰分別為340V（超額定值約42%）與325V（超額定值約35%）。而在圖13b中，由于VT10a先于VT10b關(guān)斷，導(dǎo)致其兩端承受串聯(lián)支路的整個(gè)電壓尖峰，最大值達(dá)到432V，超額定值80%。這種串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件動(dòng)作不一致的現(xiàn)象可能會(huì)由信號(hào)通路長(zhǎng)度、開(kāi)關(guān)器件特性的差異造成，最終導(dǎo)致先關(guān)斷的開(kāi)關(guān)器件承受非常高的電壓尖峰。在圖13c中，采用了本文所提的吸收電路方案，在+2與+電平切換階段中，VT2與VT10a互補(bǔ)導(dǎo)通，其最大電壓尖峰為280V左右，超額定值約17%。而VT10b作為輔助開(kāi)關(guān)管，在該換流過(guò)程中不承受電壓，僅在輸出電平為+3時(shí)提供電壓支撐的功能，其最大電壓峰值為279V?？梢钥闯?，所提吸收電路方案的電壓尖峰抑制效果明顯，且無(wú)需解決串聯(lián)器件的一致性問(wèn)題。

圖13 VT2、VT10a、VT10b電壓波形

圖14為VT3、VT11a、VT11b、VT11c兩端的電壓波形。在圖14a中，即使設(shè)定串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件的調(diào)制信號(hào)相同，但由于開(kāi)關(guān)器件特性的差異，VT11a兩端仍承受了較多的電壓尖峰。VT11a的最大電壓尖峰約為360V，超額定值約50%。圖14b展示了串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件的不一致性更為明顯時(shí)的情況，此時(shí)VT11a先關(guān)斷，其關(guān)斷電壓峰值達(dá)到了495V，超額定值達(dá)106%，極易造成開(kāi)關(guān)器件的過(guò)電壓損壞。在圖14c所示的實(shí)驗(yàn)Ⅲ中，VT11a的關(guān)斷電壓尖峰降低為306V，超額定值約27%。此外VT3的電壓尖峰也明顯降低，吸收效果明顯。

圖15展示了VT4a、VT4b、VT4c兩端的電壓波形。這三個(gè)開(kāi)關(guān)器件在基頻周期內(nèi)僅動(dòng)作一次，在關(guān)斷過(guò)程中未出現(xiàn)明顯的電壓尖峰。其最大電壓峰值是由變換單元Ⅶ的動(dòng)作造成的，約為320V左右。當(dāng)添加吸收電容后，VT4a、VT4b、VT4c受變換單元?jiǎng)幼鞯挠绊憸p小，因此兩端的電壓尖峰也稍有下降，約為300V左右。

圖15 VT4a、VT4b、VT4c電壓波形

七電平VMC下半橋臂的開(kāi)關(guān)器件電壓波形與上半橋臂的結(jié)果類似，因此這里不再具體分析，僅將其實(shí)驗(yàn)Ⅲ的電壓波形統(tǒng)一展示在圖16中。

表2總結(jié)了實(shí)驗(yàn)Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ中，七電平VMC各開(kāi)關(guān)器件中出現(xiàn)的最大電壓峰值及其與額定電壓的比值?？梢钥闯?，在實(shí)驗(yàn)Ⅰ與實(shí)驗(yàn)Ⅱ中，開(kāi)關(guān)器件的最大電壓峰值接近、甚至超過(guò)額定值的兩倍，對(duì)系統(tǒng)的安全運(yùn)行帶來(lái)了很大的壓力。采用本文所提吸收電路方案（實(shí)驗(yàn)Ⅲ），將開(kāi)關(guān)器件的最大電壓峰值降低為額定值的1.3倍，因此可以通過(guò)設(shè)置合理的電壓裕度，使系統(tǒng)工作在安全區(qū)域。

表2 七電平VMC開(kāi)關(guān)器件最大電壓峰值

Tab.2 The maximum voltage sipke of switches in seven-level VMC

此外，圖17給出了七電平VMC所有開(kāi)關(guān)器件添加RC吸收電路（10W、22nF）的上半橋臂實(shí)驗(yàn)波形，以對(duì)比兩種吸收電路的效果?？梢钥闯?，RC吸收電路能較好地抑制開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷過(guò)電壓，但受到其他變換單元?jiǎng)幼鞯母蓴_影響較大，其開(kāi)關(guān)器件的最大電壓尖峰約為320V，為額定值的133%。整體來(lái)看，本文所提吸收電路方案與RC吸收電路方案的吸收效果相近。但RC吸收電路為有損吸收電路，引入了額外的損耗；并且，其應(yīng)用于VMC中所需的器件數(shù)量仍然較多，結(jié)構(gòu)復(fù)雜。

綜上可知，本文所提出的VMC吸收電路方案能夠有效抑制開(kāi)關(guān)器件的電壓尖峰。并且，該方案所需的器件數(shù)量較少，無(wú)額外損耗，具備設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單、可靠性高的優(yōu)勢(shì)。

圖17 七電平VMC上半橋臂電壓波形（RC吸收電路）

6 結(jié)論

本文分析了VMC的開(kāi)關(guān)器件關(guān)斷過(guò)電壓的問(wèn)題，提出了一種簡(jiǎn)單有效的吸收電路方案。通過(guò)理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果得出如下的結(jié)論：

1）由于VMC換流回路中的雜散電感，存在開(kāi)關(guān)器件關(guān)斷過(guò)電壓的問(wèn)題。

2）采用改進(jìn)的VMC調(diào)制方法，實(shí)現(xiàn)了對(duì)串聯(lián)開(kāi)關(guān)器件的功能區(qū)分。主開(kāi)關(guān)器件負(fù)責(zé)實(shí)現(xiàn)輸出電平的切換，而輔助開(kāi)關(guān)器件提前導(dǎo)通、延遲關(guān)斷，僅提供靜態(tài)電壓支撐的功能，避免了關(guān)斷過(guò)電壓的問(wèn)題。改進(jìn)的VMC調(diào)制方法減少了所需保護(hù)的開(kāi)關(guān)器件數(shù)量，簡(jiǎn)化了吸收電路的設(shè)計(jì)難度。

3）通過(guò)在互補(bǔ)的主開(kāi)關(guān)器件兩端添加吸收電容支路，構(gòu)成類似半橋開(kāi)關(guān)能量緩沖單元的形式，有效抑制了主開(kāi)關(guān)器件的關(guān)斷過(guò)電壓尖峰。

本文所提方案的吸收效果顯著，所需器件較少，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，便于向任意電平VMC中拓展，為VMC的實(shí)際應(yīng)用提供了有效的支撐。

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Research on an IGBT Snubber Circuit for the V-clamp Multilevel Converter

（School of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China）

V-clamp multilevel converter (VMC) with the energy buffer capacitor only in common DC bank is suitable for the medium-voltage and high-power applications. However, stray inductance in the current transition loop of VMC may result in the turn-off over-voltage of the IGBT. To address this problem, this paper proposes a simple and practical snubber for VMC. Based on the operation modes of VMC, the switches are classified into main switches and auxiliary switches. The main switch operates and switches the current path, and a snubber capacitor is added across each pair of complementary main switches (i.e. half-bridge switching buffer alike unit) to suppress the turn-off transient over-voltage. The auxiliary switch is turned on first and then turned off after the switching time of the corresponding main switch, and only provides the static blocking voltage and does not need dynamic over-voltage protection. A seven-level VMC is taken as an example to verify this strategy. The experimental results show that the proposed snubber circuit can effectively reduce the turn-off transient voltage of the IGBT in VMC, and only needs a small amount of snubber capacitors for main switches to form half-bridge switching buffer alike units. It has low cost, high reliability and good engineering practicability.

V-clamp multilevel converter, snubber circuit, over-voltage of IGBT, voltage spike

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211195

TM46

國(guó)家自然科學(xué)基金重點(diǎn)項(xiàng)目（51737001）和臺(tái)達(dá)電力電子科教發(fā)展計(jì)劃青年項(xiàng)目（DREG2021008）資助。

2021-08-04

2022-01-18

薛 堯 男，1991年生，博士研究生，研究方向?yàn)槎嚯娖阶儞Q器及其控制。E-mail: 16117392@bjtu.edu.cn

鄭瓊林 男，1964年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殍F道供電與電力牽引、電能變換與質(zhì)量控制、高效電力變換器。E-mail: tqzheng@bjtu.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠(chéng)）