基于多進(jìn)制正交幅度調(diào)制的交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器能量信息一體化技術(shù)

郭 昊 李 巖 侯冰冰 井永騰

基于多進(jìn)制正交幅度調(diào)制的交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器能量信息一體化技術(shù)

郭 昊 李 巖 侯冰冰 井永騰

（沈陽(yáng)工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院 沈陽(yáng) 110870）

電力電子變換器通過(guò)功率和數(shù)據(jù)信息復(fù)合調(diào)制，使其在電能變換傳輸?shù)耐瑫r(shí)實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)信息的傳輸，達(dá)成了能量信息的一體化，極大地促進(jìn)了電力電子裝置的數(shù)字化和智能化。為進(jìn)一步提升變換器能量信息一體化中的通信速率，該文針對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器的電路結(jié)構(gòu)，提出基于多進(jìn)制正交幅度調(diào)制（MQAM）的能量信息一體化技術(shù)。首先介紹基于MQAM的交錯(cuò)并聯(lián)變換器能量信息一體化的原理；其次建立變換器傳輸電能和信息的數(shù)學(xué)模型并進(jìn)行分析；然后提出適合電力電子變換器的基于MQAM的能量信息一體化實(shí)現(xiàn)方法，使其在負(fù)載變化工況下仍能進(jìn)行信息的傳輸；最后通過(guò)一臺(tái)交錯(cuò)并聯(lián)的5V/10V Boost變換器完成技術(shù)的驗(yàn)證。該技術(shù)在電能可靠變換傳輸?shù)臈l件下，大幅提升了通信速率，可作為電力電子變換器實(shí)現(xiàn)高水平能量信息一體化的參考。

交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器 能量信息一體化 多進(jìn)制正交幅度調(diào)制 開(kāi)關(guān)紋波

0 引言

隨著國(guó)家《第十四個(gè)五年規(guī)劃和2035年遠(yuǎn)景目標(biāo)綱要》的發(fā)布，智慧能源將成為今后幾年重點(diǎn)發(fā)展與建設(shè)的方向，其中源網(wǎng)荷儲(chǔ)互動(dòng)、多能協(xié)同互補(bǔ)、用能需求智能調(diào)控[1-4]均會(huì)利用到電力電子技術(shù)和信息技術(shù)。近些年，不斷有學(xué)者嘗試將電力電子與信息交叉融合，從起初通過(guò)單純的電壓或頻率擾動(dòng)攜帶簡(jiǎn)單信息以便實(shí)現(xiàn)控制策略[5-6]，到目前提出能量信息一體化的概念，逐漸將電力電子變換蘊(yùn)含的信息特性發(fā)揮了出來(lái)。

電能變換與信息傳輸有本質(zhì)上的聯(lián)系，文獻(xiàn)[7-8]對(duì)電力電子變換內(nèi)含的信息特性進(jìn)行了分析闡述，并對(duì)基本的能量信息一體化實(shí)現(xiàn)方法：功率數(shù)據(jù)單載波調(diào)制法和功率數(shù)據(jù)雙載波調(diào)制法做了介紹和驗(yàn)證，具有指導(dǎo)意義。針對(duì)功率數(shù)據(jù)單載波調(diào)制的能量信息一體化方法，文獻(xiàn)[9-11]采用頻移鍵控（Frequency Shift Keying, FSK）調(diào)制，在確保電能質(zhì)量的條件下，使電力電子變換器成為通信載體，但該方法數(shù)據(jù)調(diào)制方式單一且存在無(wú)法調(diào)節(jié)信號(hào)強(qiáng)度的局限性。針對(duì)功率數(shù)據(jù)雙載波調(diào)制方式，文獻(xiàn)[12]通過(guò)相位這一自由度，使用相移鍵控（Phase Shift Keying, PSK）調(diào)制，將相位擾動(dòng)量加以調(diào)控，不僅成功地在直流分布式電源系統(tǒng)中傳輸信息，還使其具備了調(diào)節(jié)信息強(qiáng)度的功能。文獻(xiàn)[13]考慮了信噪比對(duì)能量信息一體化的影響，依據(jù)香農(nóng)定理通過(guò)直接序列擴(kuò)頻（Direct Sequence Spread Spectrum, DSSS）和PSK結(jié)合的方法，在低信噪比情況下實(shí)現(xiàn)了信息傳輸，但其頻帶利用率較低。文獻(xiàn)[14]應(yīng)用跳頻-差分相移鍵控（Frequency Hopping-Differential Phase Shift Keying, FH-DPSK）調(diào)制，并通過(guò)添加基于頻率切換的過(guò)渡過(guò)程抑制了相位切換時(shí)引起的電壓擾動(dòng)，提升了能量信息一體化的質(zhì)量，但對(duì)于多進(jìn)制信息傳輸時(shí)過(guò)渡過(guò)程的頻率選擇較為苛刻。文獻(xiàn)[15]使用正交頻分復(fù)用-差分相移鍵控（Orthogonal Frequency Division Multiplexing-Differential Phase Shift Keying, OFDM-DPSK）調(diào)制，實(shí)現(xiàn)了數(shù)據(jù)信息的多路并行傳輸，并給出了具有通信功能的變換器的設(shè)計(jì)方法，但在較窄頻帶中實(shí)現(xiàn)多路傳輸需要各路數(shù)據(jù)載波頻率在碼元周期內(nèi)相正交，就意味著實(shí)現(xiàn)更多路信息的傳輸會(huì)使碼元周期增大，導(dǎo)致信息傳輸速率的提升受限。文獻(xiàn)[16-18]改進(jìn)了功率數(shù)據(jù)時(shí)分復(fù)用傳輸（Power Data-Time Division Multiplexing Transmission, PD-TDMT）結(jié)構(gòu)，抑制了電磁干擾，延長(zhǎng)了信息傳輸距離，并將其應(yīng)用到了電池管理系統(tǒng)和光伏系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)了主動(dòng)電池平衡，使光伏系統(tǒng)的輸出功率最大化。文獻(xiàn)[19-20]將能量信息一體化技術(shù)應(yīng)用到了能源互聯(lián)網(wǎng)組件——電能路由器上，重構(gòu)了電能路由器的物理層、鏈路層和網(wǎng)絡(luò)層，使其更加智能化。將上述研究用圖1所示的能量信息一體化系統(tǒng)示意圖概括表示，其通過(guò)將電能和數(shù)據(jù)信息一體化傳輸至目標(biāo)變換器，使目標(biāo)變換器根據(jù)所接收的信息調(diào)節(jié)自身工作狀態(tài)，達(dá)成電能調(diào)控的目的。但能量信息一體化中的通信速率與現(xiàn)有成熟的通信技術(shù)相比依舊較低[21]，目前只能滿足低數(shù)據(jù)量和對(duì)通信速率要求不高的應(yīng)用場(chǎng)景，且對(duì)通信過(guò)程的分析與驗(yàn)證均是在穩(wěn)態(tài)工況下進(jìn)行的，沒(méi)有考慮負(fù)載變化的工況。

圖1 能量信息一體化系統(tǒng)示意圖

本文針對(duì)目前能量信息一體化的具體實(shí)現(xiàn)中通信速率較低的現(xiàn)狀，提出了基于多進(jìn)制正交幅度調(diào)制（Multiple Quadrature Amplitude Modulation, MQAM）的交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器能量信息一體化技術(shù)。通過(guò)分析交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)的變換器與MQAM間的聯(lián)系，揭示了二者在信息傳輸上所具有的一致性并說(shuō)明了所提技術(shù)的原理，還建立了交錯(cuò)并聯(lián)變換器傳輸電能與信息的數(shù)學(xué)模型并加以計(jì)算分析，得到解調(diào)環(huán)節(jié)的相關(guān)參數(shù)。提出了適用于變換器的能量信息一體化實(shí)現(xiàn)方法，并通過(guò)仿真與實(shí)驗(yàn)進(jìn)行了驗(yàn)證。本文提出的技術(shù)，在電能變換傳輸可靠的情況下，通過(guò)單一通信載波頻率將多進(jìn)制數(shù)據(jù)信息并行傳輸，大幅提升了通信速率；在負(fù)載變化工況下仍能實(shí)現(xiàn)通信，且比特出錯(cuò)概率較低；無(wú)需使用額外的通信外設(shè)，只需在變換器控制中增添相關(guān)環(huán)節(jié)即可。該技術(shù)為電力電子變換器的能量信息一體化發(fā)展提供了參考。

1 基于MQAM的交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器能量信息一體化的原理

MQAM利用兩路正交載波的多種幅度來(lái)攜帶信號(hào)，MQAM信號(hào)的形式為

以數(shù)據(jù)信息發(fā)送端能夠再現(xiàn)固定數(shù)量的幅值和相位為前提，以4個(gè)幅度和4個(gè)相位為例，對(duì)PSK、幅移鍵控（Amplitude Shift Keying, ASK）和MQAM進(jìn)行對(duì)比（每個(gè)符號(hào)的信息量為log2()bit，為符號(hào)數(shù)）。在采用PSK（即4個(gè)不同的相位）和ASK的情況下（即4個(gè)不同的幅值）各有4個(gè)等概的符號(hào)，則每個(gè)PSK或ASK符號(hào)的信息量為2bit。在采用MQAM的情況下，通過(guò)4個(gè)不同幅值和4個(gè)不同相位的組合能得到16個(gè)等概的符號(hào)，則每個(gè)MQAM符號(hào)的信息量為4bit。在所有調(diào)制方案的碼元周期相等的情況下，即在同一時(shí)段內(nèi)每種調(diào)制方式傳輸?shù)姆?hào)數(shù)量是相同的，由于MQAM較之PSK和ASK每個(gè)符號(hào)的信息量更高，則采用MQAM可大幅提升通信速率[22-23]。

MQAM解調(diào)環(huán)節(jié)如圖2所示。所傳輸?shù)倪M(jìn)制數(shù)據(jù)通過(guò)串并變換得到位二進(jìn)制數(shù)據(jù)，再根據(jù)圖3所示的信號(hào)星座圖確定信號(hào)點(diǎn)（cn,sn），最后以式（1）形式發(fā)送；接收側(cè)通過(guò)相干解調(diào)和脈沖解耦得到信號(hào)點(diǎn)（0,1），再通過(guò)最小距離判決確定發(fā)送的信號(hào)點(diǎn)（cn,sn），最后經(jīng)比特?cái)?shù)并串變換得到所傳輸?shù)倪M(jìn)制數(shù)據(jù)。最小距離判決如式（3）所示，該判斷信號(hào)的方法使MQAM解調(diào)具有一定的噪聲容限，使信息傳輸呈現(xiàn)低比特出錯(cuò)概率特性。

圖2 MQAM解調(diào)環(huán)節(jié)

圖3 矩形MQAM信號(hào)星座

通過(guò)圖4所示的功率數(shù)據(jù)雙載波調(diào)制，將數(shù)據(jù)調(diào)制到低頻數(shù)據(jù)載波上，其再與功率調(diào)制量相疊加得到調(diào)制波，進(jìn)而與三角載波比較后得到開(kāi)關(guān)管的控制信號(hào)，則如圖5所示的交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器中的開(kāi)關(guān)管控制信號(hào)在各自數(shù)據(jù)載波周期d內(nèi)的占空比及相位可作為傳輸數(shù)據(jù)信息的自由度。

圖4 功率數(shù)據(jù)雙載波調(diào)制

圖5 交錯(cuò)并聯(lián)的Boost變換器電路

以工作在連續(xù)導(dǎo)通模式（Continuous Condu- ction Mode, CCM）的Boost變換為例，在兩支路電感電流平均值相等的前提下[24]，通過(guò)功率數(shù)據(jù)雙載波調(diào)制得到的S1、S2控制信號(hào)分別控制1與2。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率s很高或電感值足夠大時(shí)，有

式中，in為變換器輸入電壓；out為輸出電壓；off為每開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的關(guān)斷時(shí)間，當(dāng)式（4）成立時(shí)，在S1、S2關(guān)斷時(shí)段內(nèi)，1與2的值可視為常量，則在第個(gè)數(shù)據(jù)載波周期中1N、2N為

電流中的高頻含量基本流過(guò)電容，則電容電流iN為

式中，dc為輸出電壓out的直流分量；為負(fù)載電阻。忽略電容等效串聯(lián)電阻（Equivalent Series Resistance, ESR）影響，則輸出電壓紋波outNr為

對(duì)式（8）右側(cè)的積分求解得到輸出電壓紋波為

與式（1）對(duì)比，式（10）等號(hào)右側(cè)的前兩項(xiàng)具有不同幅值和相位，令1-q2=p/2，使其正交后，式（1）與式（10）便可相互聯(lián)系。因此，變換器的輸出電壓紋波相當(dāng)于進(jìn)行過(guò)正交幅值調(diào)制的信號(hào)波。式（10）同時(shí)也說(shuō)明了在不考慮線路阻抗的情況下，變換器輸出電壓紋波中的數(shù)據(jù)載波頻率分量由數(shù)據(jù)載波和變換器的結(jié)構(gòu)參數(shù)決定，與變換器的負(fù)載類(lèi)型無(wú)關(guān)，故而可將能量信息一體化傳輸?shù)慕邮斩撕?jiǎn)化為阻性負(fù)載進(jìn)行后續(xù)的分析和驗(yàn)證。

由以上分析的MQAM與交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)的聯(lián)系可得到如圖6所示的基于MQAM的交錯(cuò)并聯(lián)DC- DC變換器的傳輸數(shù)據(jù)信息時(shí)的波形，以傳輸16進(jìn)制數(shù)據(jù){F, A, 4}為例（下文的分析和驗(yàn)證均以16QAM為例），將數(shù)據(jù)串并轉(zhuǎn)換為4位二進(jìn)制數(shù)據(jù)，再依據(jù)圖7所示的信號(hào)星座圖中對(duì)應(yīng)的坐標(biāo)進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)制，如0100對(duì)應(yīng)坐標(biāo)為（-1,-3），圖7采用了二維格雷編碼，使四周鄰近的信號(hào)點(diǎn)間只差1個(gè)bit，可以減輕由誤碼造成的bit損失[25]；將（-1,-3）調(diào)制成頻率為d，相位差為90°，幅值為-與-3的方波載波分別疊加在S1、S2的功率調(diào)制量上；經(jīng)過(guò)功率數(shù)據(jù)雙載波調(diào)制，使1與2在對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)載波周期d含有頻率為d，正交且幅值呈比例的正弦成分；最后對(duì)輸出電壓紋波進(jìn)行類(lèi)似MQAM的解調(diào)就可得到所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信息。

圖6 基于MQAM的變換器傳輸數(shù)據(jù)信息時(shí)的波形

圖7 矩形信號(hào)星座圖

2 變換器傳輸電能與信息的數(shù)學(xué)模型

2.1 三角載波與數(shù)據(jù)載波的頻率比選擇

交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器采用功率數(shù)據(jù)雙載波調(diào)制達(dá)成MQAM時(shí)，為使輸出電壓滿足要求，則經(jīng)數(shù)據(jù)調(diào)制的信號(hào)在每個(gè)數(shù)據(jù)載波周期內(nèi)的平均值應(yīng)為0，即每個(gè)數(shù)據(jù)載波周期內(nèi)的平均占空比保持不變；為使輸出電壓紋波與MQAM信號(hào)等效，則要求每個(gè)數(shù)據(jù)載波周期內(nèi)兩支路電流的數(shù)據(jù)載波頻率分量幅值與當(dāng)前數(shù)據(jù)載波幅值呈比例。以下對(duì)不同三角載波與數(shù)據(jù)載波的頻率比對(duì)功率數(shù)據(jù)雙載波調(diào)制的影響展開(kāi)分析。

變換器的三角載波頻率為s，周期為s，數(shù)據(jù)載波頻率為d，周期為d，設(shè)s與d之比為，且為正整數(shù)，那么=2或2+1，其中為非負(fù)整數(shù)，值為2或2+1，為非負(fù)整數(shù)。四種情況的調(diào)制波與載波如圖8所示，以一個(gè)數(shù)據(jù)載波周期為例，交錯(cuò)并聯(lián)的兩支路開(kāi)關(guān)管的功率調(diào)制量相同，數(shù)據(jù)載波為頻率為d，相位差為90°的等幅方波，根據(jù)的取值可分為四種情況，表1為各情況下兩支路控制信號(hào)在數(shù)據(jù)載波周期內(nèi)的平均占空比。

圖8 四種情況的調(diào)制波與載波

表1 各情況兩控制信號(hào)在數(shù)據(jù)載波周期內(nèi)的平均占空比

Tab.1 The average duty cycle of the two control signals in each case in the data carrier period

對(duì)=2的兩種情況下兩支路電流中數(shù)據(jù)載波頻率分量的幅值進(jìn)行計(jì)算，得到如圖9所示的不同取值下兩支路電流中數(shù)據(jù)載波頻率分量的幅值比。通過(guò)分析可知，三角載波頻率與數(shù)據(jù)載波頻率之比為=2=4時(shí)，能夠嚴(yán)格滿足輸出電壓的要求以及輸出電壓紋波與MQAM信號(hào)的等效；當(dāng)=2=4+2且≠0時(shí)，兩支路電流中數(shù)據(jù)載波頻率分量的幅值比不小于0.97，可認(rèn)為輸出電壓紋波與MQAM信號(hào)等效，從而增大了頻率比的選擇范圍。

圖9 不同取值下兩支路電流中數(shù)據(jù)載波頻率分量的幅值比

2.2 變換器電能與信息傳輸?shù)臄?shù)學(xué)模型

將開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)段的電流變化量視作0，以第個(gè)數(shù)據(jù)載波周期為例，建立變換器傳輸電能和信息的數(shù)學(xué)模型，在該周期內(nèi)，電流1N為

Doffd為數(shù)據(jù)載波周期內(nèi)電流非0時(shí)段的集合，其中為功率調(diào)制波控制的占空比，A為對(duì)應(yīng)支路數(shù)據(jù)載波的幅值，其值由第1節(jié)中的信號(hào)星座決定。

電流2N為

由式（11）～式（14）可知，在一個(gè)數(shù)據(jù)載波周期內(nèi)，Doffd的總時(shí)長(zhǎng)為(1-)d，則1N與2N的直流分量均為dc/(2)，的直流分量為dc/，流經(jīng)負(fù)載，該部分為變換器傳輸?shù)碾娔懿糠帧?/p>

流經(jīng)電容的電流高頻分量i，此部分為變換器傳輸?shù)男畔⒉糠?，其值?/p>

其中

Ton/off=Don/offd

通過(guò)式（8）可得，輸出電壓紋波中數(shù)據(jù)載波頻率諧波幅值為

則數(shù)據(jù)載波頻率下的兩正交分量幅值分別為

聯(lián)立式（8）、式（15）～式（17），可得

類(lèi)似地，將信號(hào)星座圖各點(diǎn)對(duì)應(yīng)的A1、A2值代入式（18）即可得到解調(diào)星座圖，并以此完成最小距離判決。圖10為第1節(jié)中圖7信號(hào)星座圖的解調(diào)星座圖。

圖10中，為當(dāng)1與2的值為時(shí)的數(shù)據(jù)載波頻率下正余弦分量的幅值。通過(guò)改變的值可以調(diào)節(jié)輸出電壓中的信號(hào)強(qiáng)度，但應(yīng)避免出現(xiàn)過(guò)調(diào)制。

3 基于MQAM的交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器能量信息一體化的實(shí)現(xiàn)

結(jié)合第2節(jié)的分析，改進(jìn)現(xiàn)有的MQAM解調(diào)環(huán)節(jié)，形成了基于MQAM的交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器能量信息一體化實(shí)現(xiàn)方法，如圖11所示。

圖11 基于MQAM的交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器能量信息一體化實(shí)現(xiàn)方法

因從解調(diào)角度上看，功率數(shù)據(jù)雙載波調(diào)制中使用方波作為數(shù)據(jù)載波時(shí)，可達(dá)到與使用同頻正弦載波相同的調(diào)制效果[14]，故采用在變換器控制中更易實(shí)現(xiàn)的方波作為星座信號(hào)（1,2）的載波；因輸出電壓紋波中只有數(shù)據(jù)載波頻率分量攜帶信息，故將輸出電壓經(jīng)隔直、帶通濾波、放大環(huán)節(jié)處理，將得到的數(shù)據(jù)載波頻率量輸入接收側(cè)MCU的AD接口進(jìn)行解調(diào)，使數(shù)據(jù)接收方案得到優(yōu)化；因相干解調(diào)的關(guān)鍵在于引入與調(diào)制載波同頻同相的解調(diào)參考信號(hào)，故在信息傳輸?shù)膸袷街刑砑恿送轿?，使接收?cè)產(chǎn)生同頻同相的解調(diào)信號(hào)。

經(jīng)過(guò)上述步驟得到解調(diào)窗口內(nèi)的兩相干解調(diào)支路的輸出量即為（0,1），該輸出量與式（18）中的值的關(guān)系為

式中，db與bp分別為隔直和帶通濾波傳遞函數(shù)；為放大倍數(shù)。將該輸出量通過(guò)解調(diào)星座圖和最小距離判決即可解調(diào)出所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信息。

對(duì)于穩(wěn)態(tài)工況，通過(guò)第1節(jié)所述的方法步驟，能夠正確解調(diào)出所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信息，但當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，輸出電壓紋波也會(huì)隨之改變，從而導(dǎo)致相干解調(diào)結(jié)果的變化，若仍使用原有的解調(diào)星座圖進(jìn)行最小距離判決，將會(huì)解調(diào)出錯(cuò)誤信息。

在負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，雖然輸出電壓紋波中數(shù)據(jù)載波頻率下正交量幅值發(fā)生了變化，但由式（18）可知，兩正交量幅值比仍為1/2，可將此不變量和一路相干解調(diào)值的極性作為數(shù)據(jù)信息解調(diào)的依據(jù)，得到如圖12a所示的解調(diào)星座圖，但由于兩路的數(shù)據(jù)載波幅值存在等值或等比情況，會(huì)出現(xiàn)圖中陰影處的多個(gè)數(shù)據(jù)信息對(duì)應(yīng)同一解調(diào)判決的情況，導(dǎo)致無(wú)法解調(diào)16進(jìn)制數(shù)據(jù)，限制了通信速率。為避免前述情況的發(fā)生，需要|1|/|2|有4個(gè)不同的取值且數(shù)值大小相鄰的1/2的差值應(yīng)相等，從而得到圖12b，使1/2和一路相干解調(diào)值的極性作為解調(diào)判決能夠解調(diào)16進(jìn)制數(shù)據(jù)，且其解調(diào)星座圖依舊可以使用基于歐幾里得距離的最小距離判決。

圖12 幅值比/極性解調(diào)星座圖

4 仿真分析

根據(jù)第2、3節(jié)所提出的模型與方法，建立了交錯(cuò)并聯(lián)的Boost變換器能量信息一體化模型，并對(duì)其進(jìn)行了仿真分析。在仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證中所采用的信息傳輸?shù)膸袷饺鐖D13所示，每幀信息的長(zhǎng)度為10，包含長(zhǎng)度為1的幀頭和長(zhǎng)度為9的數(shù)據(jù)信息，每個(gè)長(zhǎng)度均為一個(gè)碼元周期b，令b=5d，其中，幀頭的前4d不攜帶碼元信息，即此時(shí)段內(nèi)輸出電壓不含數(shù)據(jù)載波頻率的分量，后d攜帶碼元信息4。這種幀格式的設(shè)計(jì)是為了方便數(shù)據(jù)信息的解調(diào)。在能量信息一體化傳輸過(guò)程中，通過(guò)解調(diào)窗口長(zhǎng)度為d的滑窗DFT檢測(cè)輸出電壓紋波中數(shù)據(jù)載波頻率分量幅值來(lái)使解調(diào)信號(hào)與載波同步，并立即對(duì)后續(xù)數(shù)據(jù)信息位進(jìn)行解調(diào)窗口長(zhǎng)度為5d的相干解調(diào)。Boost變換器的參數(shù)見(jiàn)表2。

圖13 信息傳輸?shù)膸袷?/p>

由表2可得，該基于MQAM的交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器能量信息一體化傳輸?shù)耐ㄐ潘俾蔮為

表2 Boost變換器主要參數(shù)

Tab.2 Main parameters of Boost converter

圖14為穩(wěn)態(tài)和負(fù)載變化工況下的變換器能量信息一體化仿真結(jié)果，在10ms的時(shí)間內(nèi)發(fā)送了1幀的數(shù)據(jù)如圖14a所示，所發(fā)送數(shù)據(jù)的幀格式與圖13一致，該幀中數(shù)據(jù)信息位上的9個(gè)碼元為{6, 4, 2, D, F, D, 5, E, 0}。在負(fù)載電阻為5W的穩(wěn)態(tài)工況下，數(shù)據(jù)信息經(jīng)串并變換，通過(guò)圖7的信號(hào)星座映射和功率數(shù)據(jù)雙載波調(diào)制后控制變換器，使變換器輸出如圖14b所示的電壓波形，其中由于數(shù)據(jù)信息的傳輸而引起的紋波幅值的峰值約為0.3V，占直流輸出的3%。經(jīng)濾波、放大處理后的電壓紋波通過(guò)正弦和余弦相干解調(diào)后得到如圖14b所示的解調(diào)輸出波形，通過(guò)圖10的解調(diào)星座圖與最小距離判決表達(dá)式，得到4bit數(shù)據(jù)信號(hào)，而后經(jīng)并串變換得到的數(shù)據(jù)信息，與所發(fā)送幀中的9個(gè)碼元相一致，只是延遲了一個(gè)解調(diào)窗口時(shí)間。

圖14c為在負(fù)載變化工況下的變換器能量信息一體化波形，負(fù)載在4ms時(shí)由5W變?yōu)?W，整個(gè)數(shù)據(jù)信息發(fā)送過(guò)程中的調(diào)制與解調(diào)均通過(guò)圖12b所示的信號(hào)星座圖和解調(diào)星座圖完成。由圖14c中正余弦解調(diào)輸出波形可知，在負(fù)載變化前后經(jīng)正弦和余弦相干解調(diào)所得的值有顯著變化，但二者的比值基本不變，通過(guò)圖14c中所示的解調(diào)輸出量之比與正弦相干解調(diào)值的極性以及最小距離判決表達(dá)式，可得到解調(diào)后的數(shù)據(jù)信息，其與所發(fā)送的數(shù)據(jù)信息一致。

通過(guò)仿真分析可知，采用第3節(jié)的實(shí)現(xiàn)方法，能夠使變換器在輸出穩(wěn)定直流10V的同時(shí)完成數(shù)據(jù)信息的傳輸，針對(duì)穩(wěn)態(tài)或負(fù)載變化的工況，可依據(jù)對(duì)應(yīng)的信號(hào)和解調(diào)星座圖對(duì)變換器進(jìn)行功率數(shù)據(jù)雙載波調(diào)制與解調(diào)且均能夠得到正確的數(shù)據(jù)信息。對(duì)比不同工況下能量信息一體化的實(shí)現(xiàn)過(guò)程，負(fù)載變化工況下對(duì)數(shù)據(jù)信息的編碼和調(diào)制較之穩(wěn)態(tài)工況更加復(fù)雜且會(huì)使兩支路開(kāi)關(guān)管的占空比擾動(dòng)不平衡。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

通過(guò)一臺(tái)5V/10V的交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器完成了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，變換器參數(shù)與表2一致。使用的MCU型號(hào)為T(mén)MS320F28335，AD芯片型號(hào)為AD7656。

圖15 穩(wěn)態(tài)工況下變換器能量信息一體化波形

圖16為負(fù)載由5W變?yōu)?W時(shí)，變換器能量信息一體化的實(shí)驗(yàn)波形，圖16a中，out為輸出電壓，ads為輸入AD采樣端口的電壓，3rd為解調(diào)出的16進(jìn)制碼元數(shù)據(jù)的第3位經(jīng)DA轉(zhuǎn)換的輸出波形，圖16b中，0th～3rd分別為16進(jìn)制碼元數(shù)據(jù)的第0～3位經(jīng)DA轉(zhuǎn)換的輸出波形。從圖中可看出，變換器在能量信息一體化傳輸1幀數(shù)據(jù)的過(guò)程中，負(fù)載雖然發(fā)生了變化，但仍解調(diào)出了正確的碼元序列，證明了所提方法經(jīng)過(guò)對(duì)數(shù)據(jù)調(diào)制和解調(diào)環(huán)節(jié)的改進(jìn)可以在負(fù)載變化的工況下實(shí)現(xiàn)電能與信息的一體化傳輸。

6 結(jié)論

本文在電力電子技術(shù)與信息技術(shù)的基礎(chǔ)上，對(duì)電力電子變換器能量信息一體化做了優(yōu)化。所提出的基于MQAM的交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器能量信息一體化技術(shù)，提升了通信速率，且適用于負(fù)載變化的工況。通過(guò)理論推導(dǎo)與實(shí)驗(yàn)對(duì)所提方法進(jìn)行了分析和驗(yàn)證。

采用本文所提技術(shù)對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC變換器的控制信號(hào)加以調(diào)制達(dá)成了MQAM的效果，實(shí)現(xiàn)了16進(jìn)制數(shù)據(jù)信息的傳輸，通信速率達(dá)到了10kbit/s，使之相較于PSK或ASK方式擁有更高的通信速率。根據(jù)變換器能量信息傳輸數(shù)學(xué)模型，將變換器傳輸?shù)碾娔懿糠趾托畔⒉糠謪^(qū)分開(kāi)，既得到了信息解調(diào)的判據(jù)，也更直觀地說(shuō)明了電力電子變換含有信息傳輸?shù)膶傩?。依?jù)變換器的控制運(yùn)行特點(diǎn)，通過(guò)簡(jiǎn)化調(diào)制和優(yōu)化解調(diào)，提出了適用于變換器的基于MQAM的能量信息一體化實(shí)現(xiàn)方法，能夠滿足電能與通信要求。通過(guò)改進(jìn)調(diào)制與解調(diào)環(huán)節(jié)中的星座圖，使變換器在負(fù)載變化工況下仍能準(zhǔn)確完成通信，擴(kuò)展了變換器能量信息一體化的應(yīng)用工況。本文所提技術(shù)方法可作為電力電子變換器提升能量信息一體化水平的參考。

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Power Information Integration Technology of Interleaved Parallel DC-DC Converters Based on MQAM

（College of Electrical Engineering Shenyang University of Technology Shenyang 110870 China）

The power electronic converters realize the transmission of data information while converting and transmitting power through the compound modulation of power and data information, and achieve the power information integration, which greatly promotes the digitization and intelligence of power electronic devices. In order to further improve the communication rate in the power information integration of converters, this paper proposes a power information integration technology based on Multiple Quadrature Amplitude Modulation (MQAM) for the circuit structure of interleaved parallel DC-DC converters. First, the principle of power information integration of interleaved parallel converters based on MQAM was introduced. Then the mathematical model of the converter's transmission of power and information was established and analyzed. Furthermore, animplementation method of the MQAM-based power information integration suitable for converters was proposed, so that the converters can still transmit information under load change conditions. Finally, an interleaved parallel 5V/10V boost converter verified the proposed technology. Under the condition of reliable conversion and transmission of power, this technology greatly increases the communication rate. It can be used as a reference for power electronic converters to achieve high-level power information integration.

Interleaved parallel DC-DC converters, power information integration, multiple quadrature amplitude modulation (MQAM), switching ripple

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211241

TM46

國(guó)家自然科學(xué)基金智能電網(wǎng)聯(lián)合基金資助項(xiàng)目（U2166213）。

2021-08-11

2022-01-05

郭 昊 男，1994年生，博士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼儔浩髋c電能控制。E-mail: chinaaaoo@163.com

李 巖 男，1962年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)樽儔浩?、永磁電機(jī)及其控制。E-mail: eeliyan@126.com（通信作者）

（編輯 陳 誠(chéng)）