一種儲能型MMHC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究

丁 超，裘 鵬，張文超，馬萬慶

（1.國網(wǎng)浙江省電力有限公司電力科學(xué)研究院，杭州 310014；2.杭州模儲科技有限公司，杭州 311000

0 引言

能源是社會進(jìn)化和人類進(jìn)步的重要基礎(chǔ)。隨著經(jīng)濟(jì)技術(shù)的快速發(fā)展，工業(yè)化社會對能源的需求也在日益增長，導(dǎo)致了常規(guī)能源的過度消耗，并引發(fā)了全球環(huán)境惡化等一系列問題[1]。為促進(jìn)能源產(chǎn)業(yè)優(yōu)化升級，實(shí)現(xiàn)清潔低碳發(fā)展，近年來，我國大力發(fā)展清潔能源，其中風(fēng)電、光伏實(shí)現(xiàn)跨越式大發(fā)展，新能源裝機(jī)容量占比日益提高[2]。電池儲能電站可與分布/集中式新能源發(fā)電聯(lián)合應(yīng)用，是解決新能源發(fā)電并網(wǎng)問題的有效途徑之一[3]。隨著新能源電動車的迅速發(fā)展，退役動力電池的數(shù)量日益增加。據(jù)官方統(tǒng)計(jì)，2030 年我國新能源汽車保有量將達(dá)到8 000 萬輛，折合電池容量約4 000 GWh[4]。數(shù)量如此龐大的退役動力電池回收用于儲能行業(yè)，不僅經(jīng)濟(jì)效益明顯，而且環(huán)境效益突出。目前針對不同規(guī)格，不同品牌的退役動力電池梯次利用的研究主要集中于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略等方面。其中MMC（模塊化多電平換流器）[5]由于易擴(kuò)展、模塊化和分布式等特點(diǎn)而受到廣泛關(guān)注。文獻(xiàn)[6]提出一種含H 橋模塊的混合型MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可以將電平數(shù)提高至4n+1。文獻(xiàn)[7]提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與文獻(xiàn)[2]提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相類似，只是改變了橋臂內(nèi)子模塊的位置。文獻(xiàn)[8]在傳統(tǒng)的MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上針對子模塊進(jìn)行改進(jìn)，一個子模塊由兩個H 半橋串聯(lián)組成，每個橋臂有n 個子模塊，輸出電平數(shù)為2n+1，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)增加了器件數(shù)量，控制方法復(fù)雜。文獻(xiàn)[9]針對風(fēng)電、光伏大規(guī)模集中接入電網(wǎng)引起的功率波動問題，分別基于MPC（模型預(yù)測控制）和波動率智能化分段控制平滑時間常數(shù)提出了相應(yīng)的儲能系統(tǒng)控制策略，且在控制過程中均引入電池SOC（充電狀態(tài)）等參數(shù)，以確保儲能單元的健康和穩(wěn)定。文獻(xiàn)[10]對新能源發(fā)電出力波動效果進(jìn)行了反饋控制。

本文對MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)，提出一種儲能型MMHC（模塊化多電平H 橋換流器）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。并分析該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理及均衡控制方法。

1 MMHC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[11-12]，如圖1 所示，MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有6 個橋臂，每個橋臂有N 個子模塊和1 個橋臂電感L。子模塊為H 半橋。

圖1 MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

對MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)后的MMHC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 所示，MMHC 拓?fù)溆? 個橋臂構(gòu)成，每個橋臂由N 個子模塊、1 個H 橋模塊和1 個并網(wǎng)濾波電感Ls 組成，電池模組分散于每個子模塊中，子模塊的輸出從H 半橋的下管S2并聯(lián)輸出，同一橋臂內(nèi)N 個子模塊的輸出端首位互聯(lián)形成多電平橋臂后與H 橋模塊級聯(lián)。子模塊由H 半橋串聯(lián)組成，每個子模塊的輸入端設(shè)置一個濾波電容。與MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，在輸出相同電平數(shù)時，MMHC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)子模塊的數(shù)量減少了一半，并且MMHC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不存在直流母線故無橋臂環(huán)流，將電池模組分散于各個子模塊中，降低了電池組串的個數(shù)，可實(shí)現(xiàn)各個電池模組的獨(dú)立控制。

圖2 MMHC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2 工作原理分析

子模塊有兩種運(yùn)行狀態(tài)：工作模式和切除模式。工作模式又可分為充電和放電兩種工況，工作模式下，通過上管S1導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)電池的充放電，上管S1和下管S2互補(bǔ)導(dǎo)通。切除模式中，上管S1關(guān)斷，下管S2導(dǎo)通，此時子模塊輸出電壓電流為0。工作狀態(tài)如表1 所示。

表1 子模塊工作狀態(tài)

根據(jù)H 橋中開關(guān)狀態(tài)的不同，H 橋工作狀態(tài)有整流和逆變兩種。H 橋模塊處于整流和逆變狀態(tài)時，開關(guān)狀態(tài)、輸入輸出電壓和電流的狀態(tài)如表2 所示。

表2 H 橋模塊工作狀態(tài)

調(diào)制方法采用載波移相調(diào)制，載波移相調(diào)制的PWM 信號主要驅(qū)動子模塊中的開關(guān)管S1和S2，各子模塊之間移相角滿足式（1）。H 橋模塊的開關(guān)管動作以調(diào)制波為基準(zhǔn)，以A 相為例，當(dāng)調(diào)制波uref_a≥1 V 時，H 橋的S1和S4導(dǎo)通，S2和S3關(guān)斷，H 橋輸出正半軸的波形；當(dāng)uref_a≤-1 V時，H 橋的S2和S3導(dǎo)通，S1和S4關(guān)斷，H 橋?qū)ψ幽K輸出的波形進(jìn)行翻轉(zhuǎn)；當(dāng)調(diào)制波-1 V＜uref_a≤1 V 時，H 橋保持上一工作狀態(tài)，即：

子模塊輸出的電平只有“0”和“1”兩種電平，采用載波移相的調(diào)制方式，n 個子模塊級聯(lián)輸出電壓波形為n+1 個電平的半波正弦，經(jīng)過H 橋逆變之后輸出2n+1 個電平的完整正弦波形，如圖3所示。

圖3 工作原理

3 均衡控制

均衡控制主要分為相內(nèi)均衡和相間均衡控制。退役動力電池一致性差，用于儲能時，易造成相內(nèi)和相間不均衡，使儲能系統(tǒng)的輸出波形THD（總諧波失真）增加、損耗增大、電池循環(huán)壽命縮短，因此需對其進(jìn)行均衡控制。

3.1 相內(nèi)均衡控制

以電池模組的SOC 為衡量指標(biāo)，根據(jù)SOC 的大小調(diào)整子模塊的占空比。其具體計(jì)算過程如下：

對橋臂內(nèi)的電池SOC 求平均值可得：

式中：SSOC_all為橋臂內(nèi)總SOC；SSOC_i為橋臂內(nèi)第i 個電池模組的SOC；SSOC_ave為橋臂內(nèi)SOC 的平均值。

假設(shè)算法調(diào)制過程中某一相調(diào)制波為Uref。則平均占空比為：

式中：Dave為橋臂內(nèi)子模塊平均占空比；Uall為橋臂內(nèi)電池模組電壓之和。

放電時，電池模組SOC 越大則子模塊占空比越大，電池模組SOC 越小子模塊占空比越小；充電時，電池模組SOC 越大子模塊占空比越小，電池模組SOC 越小子模塊占空比越大。

放電時：

充電時：

相內(nèi)均衡控制原理如圖4 所示。

圖4 相內(nèi)均衡控制原理

3.2 相間均衡控制

相間均衡控制采用注入零序電壓法,通過公共點(diǎn)，能量在三相橋臂內(nèi)流動實(shí)現(xiàn)相間均衡。計(jì)算A，B，C 三相橋臂各相橋臂SOC 與其平均值之間偏差如式（6）所示：

放電時，橋臂SOC 越大則該相放電功率越大，充電時，橋臂SOC 越大則該相充電功率越小。本文采用一個P 控制器，實(shí)現(xiàn)橋臂SOC 偏差與該相功率偏差之間的對應(yīng)關(guān)系，如式（7）所示：

考慮零序電壓電流的三相電壓、電流如式（8）和式（9）所示：

式中：ua，ub，uc為電網(wǎng)電壓；ia，ib，ic為電網(wǎng)電流；U 為電網(wǎng)電壓有效值；I 為電網(wǎng)電流有效值；U0為零序電壓；θi為電流相角。

根據(jù)式（8）和式（9），可得疊加零序電壓之后的三相功率偏差為：

根據(jù)式（10），可求得零序電壓和零序電流的相位角如式（11）所示：

式中：

此時式（12）中的ΔPa，ΔPb，ΔPc可由式（7）計(jì)算獲得。

4 仿真驗(yàn)證

搭建100 kW 的Simulink 仿真模型如圖5 所示。系統(tǒng)參數(shù)如表3 所示。

圖5 Simulink 仿真模型

表3 系統(tǒng)參數(shù)

圖5（a）為A 相橋臂的Simulink 模型，B 相和C 相的Simulink 模型與A 相的一致。為簡化系統(tǒng)的控制及結(jié)構(gòu)在此采用電感作為并網(wǎng)濾波器。圖5（b）為Simulink 控制模型。

為子模塊驅(qū)動信號與輸出電流波形見圖6，H 橋模塊驅(qū)動波形與輸出的電壓波形見圖7，子模塊和H 橋模塊輸出的電壓波形見圖8。

圖6 子模塊驅(qū)動信號與輸出電流波形

從圖6 看出，子模塊上管驅(qū)動信號與輸出的電流近似為半波正弦，證明子模塊工作的正確性。從圖7 和圖8 可以看出，H 橋?qū)⒆幽K級聯(lián)輸出頻率為100 Hz 的半波正弦逆變?yōu)轭l率50 Hz的全波正弦波形，與并網(wǎng)電壓頻率進(jìn)行匹配，說明H 橋模塊工作原理的正確性。

圖7 H 橋模塊驅(qū)動波形與輸出的電壓波形

圖8 子模塊和H 橋模塊輸出的電壓波形

MMHC 儲能變換器滿功率運(yùn)行時，三相輸出電壓電流波形如圖9 所示，對A 相的電流進(jìn)行THD 分析如圖10 所示，從圖10 可看出電流THD僅為0.94%，說明該逆變器的輸出電能質(zhì)量高。

圖9 三相電壓電流波形

圖10 A 相電流THD

本文首先設(shè)定三相橋臂的SOC 相同，充電時，MMHC 儲能逆變器的零序電壓如圖11 所示，當(dāng)設(shè)置A 相橋臂的SOC 為50%，B 相橋臂和C相橋臂的SOC 為55%時，MMHC 儲能逆變器的零序電壓波形如圖12 所示。

圖11 各橋臂SOC 均衡時，零序電壓波形

圖12 各橋臂SOC 不均衡時，零序電壓波形

從圖11 和圖12 對比，本文所提的相間均衡控制，可通過主動零序電壓的調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)各相之間的SOC 均衡。從圖13 可以看出，儲能系統(tǒng)充電時隨著時間的推移，A 相橋臂的SOC 與B、C相的SOC 之間的偏差逐漸減小，最終重合，在SOC 大于95%時，儲能系統(tǒng)停止充電，避免電池過充。

圖13 充電時，三相橋臂SOC 變換曲線

相內(nèi)均衡控制通過選擇A 相內(nèi)的兩個子模塊A1 和子模塊A2 放電進(jìn)行驗(yàn)證，設(shè)定子模塊A1 中的電池模組的初始SOC 為45%，子模塊A2中的電池模組初始SOC 為50%，子模塊A1 和子模塊A2 輸出的功率曲線如圖14 所示，SOC 變化曲線如圖15 所示。

圖14 子模塊A1 和子模塊A2 輸出的功率曲線

圖15 子模塊A1 和子模塊A2 的SOC 變化曲線

從圖14 和圖15 對比發(fā)現(xiàn)，本文所提的相內(nèi)均衡控制可通過子模塊輸出功率的調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)各子模塊間電池模組的SOC 均衡。從圖15 可以看出，子模塊放電時隨著時間的推移，子模塊A1中的電池模組SOC 與子模塊A2 中的電池模組SOC 之間的偏差逐漸減小，最終重合，在SOC 小于5%時，停止放電，避免電池過放。

5 樣機(jī)驗(yàn)證

樣機(jī)的主控系統(tǒng)采用DSP+ARM+FPGA 三級架構(gòu)[13]進(jìn)行設(shè)計(jì)。搭建100 kW 的樣機(jī)如圖16 所示，系統(tǒng)參數(shù)如表3 所示。

圖16 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

MMHC 儲能變換器放電時，其子模塊和H橋模塊工作波形圖17 所示。MMHC 儲能變換器輸出三相電壓和電流波形如圖18 所示。

圖17 子模塊和H 橋模塊工作波形

從圖17 和圖18 可以看出，本文研制的試驗(yàn)樣機(jī)并網(wǎng)輸出電壓、電流波形正弦性較好，從而驗(yàn)證了本文所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的正確性。

圖18 三相電壓電流波形

6 結(jié)論

由于受實(shí)驗(yàn)條件的限制，本文只對MMHC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的工作原理進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。本文提出的MMHC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其均衡控制方法，經(jīng)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，MMHC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)用于退役動力電池儲能時，可實(shí)現(xiàn)相內(nèi)、相間均衡和異構(gòu)兼容。與傳統(tǒng)的MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，在輸出相同電平數(shù)時，MMHC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)子模塊數(shù)量減少了一半，簡化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，降低了控制的復(fù)雜性。綜上，MMHC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在退役動力電池異構(gòu)兼容儲能中具有很大的優(yōu)勢。