混合式隔離型模塊化多電平變換器

林 霖 裴忠晨 蔡國(guó)偉 劉 闖 裴 勇

混合式隔離型模塊化多電平變換器

林 霖1裴忠晨1蔡國(guó)偉1劉 闖1裴 勇2

（1. 東北電力大學(xué)電氣工程學(xué)院 吉林 132012 2. 國(guó)網(wǎng)撫順供電公司 撫順 113000）

基于模塊化多電平變換器（MMC）的電力電子變壓器（PET）因其多端口接入、模塊化結(jié)構(gòu)、易實(shí)現(xiàn)電壓拓展、輸出波形質(zhì)量高等優(yōu)點(diǎn)受到廣泛關(guān)注。但由于該P(yáng)ET中壓交流側(cè)電壓由中壓直流母線產(chǎn)生，使其中壓交流端口電壓始終限制在中壓直流端口電壓以下。該文結(jié)合模塊化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與單級(jí)式功率變換思想，提出一種混合式隔離型模塊化多電平變換器（HI-MMC）。首先，分析HI-MMC結(jié)構(gòu)以及組成HI-MMC兩種隔離型子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及調(diào)制策略，通過(guò)不同子模塊的組合配置可使HI-MMC突破交/直流電壓比的限制，實(shí)現(xiàn)各端口電壓等級(jí)的靈活設(shè)計(jì)；同時(shí)，所提出的HI-MMC還具有單級(jí)式功率變換、控制系統(tǒng)簡(jiǎn)單、節(jié)約電容等優(yōu)點(diǎn)；其次，研究不同電壓比下各類子模塊相應(yīng)的配置方案，并建立單相HI-MMC系統(tǒng)平均等效模型；最后，通過(guò)搭建的一套10kW實(shí)驗(yàn)室HI-MMC樣機(jī)驗(yàn)證了所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的有效性。

電力電子變壓器 混合式隔離型模塊化多電平變換器 單級(jí)式功率變換 電壓比

0 引言

近年來(lái)，隨著我國(guó)分布式能源占比逐年遞增，作為可再生能源柔性并網(wǎng)系統(tǒng)充分消納及高效利用的關(guān)鍵裝備，電力電子變壓器（Power Electronic Transformer, PET）受到了廣大學(xué)者的關(guān)注[1-4]。由于它具有很高的可控性，以及諧波抑制、功率分配等功能，因此是未來(lái)柔性配電網(wǎng)能源路由的有效載體。同時(shí)，具有高頻鏈隔離功能的PET可實(shí)現(xiàn)多端口交/直流混合功率變換，大大減少鐵心、繞組的體積，在提高系統(tǒng)功率密度的同時(shí)減少設(shè)備的安裝和維護(hù)成本，業(yè)已應(yīng)用于電力牽引機(jī)車[5-6]及能源互聯(lián)網(wǎng)[7-8]等諸多領(lǐng)域。目前，基于模塊化結(jié)構(gòu)的隔離型PET常采用“DC-DC隔離級(jí)+AC-DC整流級(jí)”的雙級(jí)式系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，有級(jí)聯(lián)H橋（Cascade H-Bridge, CHB）型PET[9-10]和模塊化多電平變換器（Modular Multilevel Converter, MMC）型PET[11-12]兩種形式。CHB型PET與中性點(diǎn)鉗位或飛跨電容多電平等結(jié)構(gòu)相比，可避免因增加電平數(shù)而帶來(lái)的控制復(fù)雜性問(wèn)題，但是由于缺少中壓直流（Medium-Voltage DC, MVDC）端口使其在實(shí)際應(yīng)用中存在局限性，如中壓交/直流柔性并網(wǎng)的可再生能源發(fā)電系統(tǒng)、MVDC供電系統(tǒng)的電力船舶[13-14]。此外，CHB型PET一般需要多繞組移相變壓器為各子模塊提供隔離獨(dú)立的直流電源[15]，增加了系統(tǒng)的成本和體積。MMC型PET具備MVDC端口，為分布式能源的接入提供便利接口，有助于提高新能源占比。同時(shí)，多臺(tái)PET構(gòu)建的基于MVDC多饋線互聯(lián)環(huán)網(wǎng)，不僅可以提高配電網(wǎng)的可靠性和靈活性，還能緩沖大型儲(chǔ)能電站、電動(dòng)汽車充電站等新型沖擊性負(fù)荷。

MMC型PET運(yùn)行原理如圖1所示，該結(jié)構(gòu)具有模塊化結(jié)構(gòu)、多電平輸出、交/直流混合功率變換等優(yōu)點(diǎn)。然而，該結(jié)構(gòu)仍然存在一些問(wèn)題。其中壓交/直流側(cè)功率變換由MMC半橋子模塊電容的充放電過(guò)程實(shí)現(xiàn)，各子模塊工作在期望電壓值是MMC型PET穩(wěn)定工作的前提下。因此，子模塊電容均 壓[16-17]、預(yù)充電及環(huán)流抑制[18-19]等問(wèn)題導(dǎo)致MMC型PET需要復(fù)雜的控制策略。由于MMC型PET屬于雙級(jí)式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，需要大量的獨(dú)立電容來(lái)緩沖交流側(cè)固有的二倍頻功率波動(dòng)，因此也顯著地增加了裝置的體積與成本，限制了MMC型PET功率密度的提高。

圖1 MMC型PET運(yùn)行原理

由MMC工作原理可知，中壓交流（Medium- Voltage AC, MVAC）端口電壓由MVDC母線產(chǎn)生。在傳統(tǒng)的MMC型PET中，其電壓比(pu)表示直流母線中用于產(chǎn)生交流電壓的比例，所以(pu)不會(huì)大于1。圖中，MVDC為MVDC端口電壓值，ac(peak)為MVAC端口峰值電壓。在不考慮相電壓的3次諧波前提下，該電壓比(pu)可定義為

考慮到裝置安全裕度與子模塊冗余設(shè)計(jì)，傳統(tǒng)MMC型PET中(pu)＜1。當(dāng)(pu)較小時(shí)，表明MVDC母線利用率較低，結(jié)合變換器諧波特性與工作效率多目標(biāo)優(yōu)化設(shè)計(jì)，大多數(shù)MMC型PET的(pu)=0.85為最宜選擇。這意味著MMC存在MVAC側(cè)電壓峰- 峰值永遠(yuǎn)小于MVDC側(cè)電壓，會(huì)影響PET在某些特定場(chǎng)景的應(yīng)用。

文獻(xiàn)[20]提出了一種基于隔離型模塊化多電平變換器（Isolated Modular Multilevel Converter, I-MMC）的單級(jí)式PET結(jié)構(gòu)，本文在此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上提出了一種混合式隔離型模塊化多電平變換器（Hybrid Isolated Modular Multilevel Converter, HI-MMC），該結(jié)構(gòu)不僅克服了傳統(tǒng)MMC型PET存在的問(wèn)題，例如，它能夠?qū)崿F(xiàn)從低壓到中壓的單級(jí)式變換、完全消除了獨(dú)立電容、無(wú)需復(fù)雜的控制策略以及減少功率半導(dǎo)體器件數(shù)量，還能夠打破傳統(tǒng)PET中壓交/直流側(cè)電壓比(pu)的約束條件。本文首先介紹HI-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其優(yōu)勢(shì)；其次分別介紹構(gòu)成HI-MMC的隔離型斬波子模塊（Isolated Chopper Cell, I-CC）與隔離型全橋子模塊（Isolated Bridge Cell, I-BC）的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制策略；然后給出HI-MMC實(shí)現(xiàn)不同交/直流電壓比(pu)時(shí)橋臂子模塊數(shù)量的設(shè)計(jì)方案；接著建立HI-MMC單相平均等效模型；最后介紹了三相HI-MMC實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，并給出了相關(guān)實(shí)驗(yàn)波形。

1 HI-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

HI-MMC采用單級(jí)式功率變換結(jié)構(gòu)，具有低壓直流（Low-Voltage DC, LVDC）、MVDC和MVAC三個(gè)基本端口，可實(shí)現(xiàn)三端口間能量自由流動(dòng)。三相HI-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及兩種子模塊示意圖如圖2所示，每相由上、下橋臂以及交流端口的濾波電感構(gòu)成。其采用模塊化設(shè)計(jì)，每個(gè)橋臂由若干隔離型子模塊以及1個(gè)橋臂電感組成，隔離型子模塊包括I-CC和I-BC，且在三相6個(gè)橋臂中兩種隔離型子模塊的配置數(shù)量一致，各子模塊采用低壓側(cè)并聯(lián)，中壓側(cè)串聯(lián)的連接方式。其中所有隔離型子模塊一次側(cè)并聯(lián)構(gòu)成公共LVDC端口；三個(gè)相單元上、下橋臂的連接點(diǎn)引出后串聯(lián)濾波電感構(gòu)成MVAC端口，三個(gè)相單元上橋臂的正極連接點(diǎn)與下橋臂的負(fù)極連接點(diǎn)作為MVDC端口。

圖2 三相HI-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及兩種子模塊示意圖

與傳統(tǒng)MMC型PET相比，HI-MMC在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制策略方面均具有顯著優(yōu)勢(shì)。

在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面：HI-MMC屬于單級(jí)式功率變換結(jié)構(gòu)，可以實(shí)現(xiàn)從LVDC到MVAC-DC的混合功率變換，與雙級(jí)式結(jié)構(gòu)相比更加緊湊，有利于提升功率密度；HI-MMC可以完全消除雙級(jí)式PET中用于緩沖二倍頻功率波動(dòng)的獨(dú)立電容，從而降低設(shè)備體積，節(jié)約成本；在三相HI-MMC系統(tǒng)中，各相二倍頻功率波動(dòng)通過(guò)隔離型子模塊的高頻變壓器匯集到公共LVDC側(cè)相互抵消，進(jìn)一步減少了電容的使用；HI-MMC打破了中壓交/直流電壓等級(jí)的約束條件，可以構(gòu)建更高電壓等級(jí)的MVAC端口，無(wú)需前級(jí)工頻變壓器調(diào)壓作用，減少了額外設(shè)備使用。

在控制策略方面：HI-MMC屬于單級(jí)式控制，無(wú)需考慮雙級(jí)式PET兩級(jí)間的協(xié)調(diào)控制；由于消除了設(shè)備中間級(jí)的獨(dú)立電容，HI-MMC無(wú)需復(fù)雜的子模塊均壓和環(huán)流抑制等控制策略；HI-MMC采用基于交/直流雙調(diào)制自由度（a/)的控制策略，可以完成交流、直流端口的直接解耦控制，從而實(shí)現(xiàn)各端口間的協(xié)調(diào)運(yùn)行。

2 構(gòu)成HI-MMC的兩種隔離型子模塊

本節(jié)主要介紹構(gòu)成HI-MMC的I-CC與I-BC兩種隔離型子模塊，包括其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制策略和平均等效模型。

2.1 隔離型斬波子模塊（I-CC）

圖3中，dcL為子模塊輸入側(cè)電壓，即LVDC端口電壓；o為子模塊輸出側(cè)電壓；in、o分別為子模塊輸入側(cè)與輸出側(cè)電流；1、2為HFT一次與二次電壓；r為HFT的等效漏感；為HFT的電壓比；i為流過(guò)漏感的電流。

圖3 I-CC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和上橋臂調(diào)制策略

當(dāng)I-CC工作在降壓模式下，其工作過(guò)程與傳統(tǒng)移相全橋類似，因此其具體工作過(guò)程不予贅述。在圖3b中所描述的統(tǒng)一調(diào)制策略中，當(dāng)子模塊二次側(cè)開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)，一次側(cè)始終處于續(xù)流階段，因此可以避免電流換相過(guò)程中出現(xiàn)的電壓尖峰和振蕩。

上、下橋臂I-CC的調(diào)制信號(hào)分別為

式中，up(un)為上橋臂I-CC超前（滯后）橋臂的調(diào)制信號(hào)；lp(ln)為下橋臂I-CC超前（滯后）橋臂的調(diào)制信號(hào)。且上、下橋臂調(diào)制信號(hào)u和l需同時(shí)滿足

壓極性為正；am為交流調(diào)制比最大值。

為分析HI-MMC中I-CC端口功率特性，本文建立了平均等效模型。由于I-CC無(wú)需改變調(diào)制策略即可實(shí)現(xiàn)功率雙向自由流動(dòng)，因此其平均等效模型同時(shí)適用于降壓模式和升壓模式。為簡(jiǎn)化分析，本文做如下假設(shè)：

（1）理想開(kāi)關(guān)，開(kāi)關(guān)無(wú)寄生效應(yīng)。

（2）負(fù)載恒定，負(fù)載變換可加入額外電流源。

（3）理想電感，不考慮其內(nèi)阻值。

I-CC平均等效模型推導(dǎo)過(guò)程如圖4所示。當(dāng)I-CC工作在降壓模式下，在其半個(gè)工作周期中有兩種不同的工作狀態(tài)。當(dāng)Q1和Q4導(dǎo)通時(shí)，功率從一次側(cè)轉(zhuǎn)移到二次側(cè)，其等效電路如圖4a所示。該時(shí)段內(nèi)子模塊輸出電壓o(14)及輸入電流in(14)可表示為

式中，s1/s為切換周期。Q1、Q4導(dǎo)通的持續(xù)時(shí)間為(+a)s/2。

圖4 平均等效模型推導(dǎo)過(guò)程

當(dāng)Q3和Q4導(dǎo)通時(shí)，一次電流通過(guò)開(kāi)關(guān)Q3和Q4的反并聯(lián)二極管續(xù)流，導(dǎo)通的持續(xù)時(shí)間為(1--a)s/2，其等效電路如圖4b所示。該時(shí)段內(nèi)子模塊輸出電壓o(23)及輸入電流in(23)表示為

在半個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的輸出電壓o和輸入電流in的平均值分別為

從式（9）可知，I-CC輸出電壓具有交流和直流分量。一次側(cè)等效為電流源、二次側(cè)等效為電壓源。上橋臂I-CC等效電路如圖4c所示。

2.2 隔離型全橋子模塊

若使PET在無(wú)需外接工頻變壓器情況下突破電壓約束則需要在HI-MMC中增設(shè)I-BC。I-BC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及調(diào)制策略如圖5所示，由兩個(gè)ICC單元通過(guò)一次側(cè)并聯(lián)，二次側(cè)反向串聯(lián)構(gòu)成。I-BC輸出端口由兩個(gè)具有不同調(diào)制比的ICC單元輸出電壓疊加產(chǎn)生，其中ICC1的調(diào)制比與2.1節(jié)中上橋臂I-CC相同，ICC2的調(diào)制比與2.1節(jié)中下橋臂I-CC相同，具體可由式（2）得出。

圖5 I-BC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和調(diào)制策略

根據(jù)疊加原理，可由I-CC推導(dǎo)出I-BC的平均等效模型如圖6所示。根據(jù)I-BC中ICC1的平均等效模型可知，將式（8）、式（9）中ICC1調(diào)制信號(hào)替換為ICC2的調(diào)制信號(hào)，即可得出I-BC中ICC2的平均等效模型。ICC1與ICC2的平均輸出電壓o1和o2以及輸入電流in1和in2分別表示為

式中，r1為ICC1內(nèi)HFT的等效漏感；r2為ICC2內(nèi)HFT的等效漏感；i1為流過(guò)ICC1內(nèi)漏感的電流；i2為流過(guò)ICC2內(nèi)漏感的電流；o1為ICC1的輸出電流；o2為ICC2的輸出電流。

通?？梢约僭O(shè)r1=r2=r,i1=i2=i,o1=io2。根據(jù)基爾霍夫電壓定律和電流定律可以得到I-BC的簡(jiǎn)化平均模型，如圖6b所示。因此，上橋臂I-BC的等效受控電壓源及等效受控電流源可表示為

圖6 I-BC平均等效模型

從I-BC的平均等效模型可知，其輸出端口電壓呈現(xiàn)交流特性。與傳統(tǒng)單級(jí)式DC-AC矩陣變換器相比，ICC單元端口均為正極性，無(wú)需雙向開(kāi)關(guān)且避免了雙向開(kāi)關(guān)管換流時(shí)出現(xiàn)電壓尖峰等問(wèn)題。在HI-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，可以通過(guò)提高I-BC的占比來(lái)提升MVAC的電壓等級(jí)。隨著I-BC數(shù)量的增加，電壓比(pu)的取值會(huì)超過(guò)約束值1。

3 隔離型級(jí)聯(lián)橋臂

基于第2節(jié)所述兩種構(gòu)成HI-MMC的隔離型子模塊，可以構(gòu)造出如圖7所示的三種類型的級(jí)聯(lián)橋臂，即I-CC級(jí)聯(lián)橋臂、I-BC級(jí)聯(lián)橋臂以及由I-CC與I-BC組合成的混合式級(jí)聯(lián)橋臂，這些橋臂結(jié)構(gòu)各自具有不同特點(diǎn)。以I-BC級(jí)聯(lián)橋臂為例，它具有兩個(gè)不同電壓等級(jí)的MVAC端口，可實(shí)現(xiàn)不同頻率輸出，另一個(gè)公共LVDC端口可為電動(dòng)汽車充電樁、儲(chǔ)能電池等直流負(fù)荷提供接口。

圖7 由I-CC和I-BC組成的三種HI-MMC級(jí)聯(lián)橋臂

本文介紹的HI-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基于I-CC和I-BC混合式級(jí)聯(lián)橋臂構(gòu)成。該結(jié)構(gòu)的主要特點(diǎn)是可以實(shí)現(xiàn)更高的電壓比(pu)，這意味著HI-MMC可以在無(wú)需工頻變壓器等設(shè)備進(jìn)行升壓的情況下應(yīng)用于MVAC需要更高電壓等級(jí)的場(chǎng)景，本節(jié)將介紹單相HI-MMC實(shí)現(xiàn)不同(pu)的工作原理及過(guò)程。

在不考慮HFT的漏感情況下，可得到調(diào)制比與輸出電壓的關(guān)系，即

式中，I-CCu(l)為上（下）橋臂I-CC的輸出電壓；I-BCu(l)為上（下）橋臂I-BC的輸出電壓。

根據(jù)回路電壓方程可知，如果每個(gè)級(jí)聯(lián)橋臂中有個(gè)I-CC和個(gè)I-BC，則MVDC和MVAC端口的輸出電壓可表示為

式中，dcM為MVDC端口輸出電壓；ac為MVAC端口輸出電壓。

若需在不改變MVAC電壓等級(jí)條件下獲得更高電壓等級(jí)的MVDC端口，則可在級(jí)聯(lián)橋臂中增加I-CC(DC)。I-CC(DC)中僅使用直流調(diào)制比，功能類似于傳統(tǒng)的DC-DC變換器。此時(shí)每個(gè)I-CC(DC)所產(chǎn)生的直流分量為I-CC兩倍。由式（16）可知，若每個(gè)橋臂只有1個(gè)I-CC，則上、下橋臂I-CC輸出電壓和為2dcM/，因此上、下橋臂只有1個(gè)I-CC(DC)時(shí)，輸出電壓和為4dcM/。如果每個(gè)橋臂中配置個(gè)I-CC(DC)，則

式（18）表明，通過(guò)增加I-BC的數(shù)量可以提高M(jìn)VAC端口電壓等級(jí)。為進(jìn)一步說(shuō)明電壓比K(pu)的值，本文分別將y/x定義為p1，將z/x定義為p2。如果交流調(diào)制比最大值dam及直流調(diào)制比D均為0.5，則K(pu)與p1、p2的關(guān)系如圖8所示。如果級(jí)聯(lián)橋臂僅有I-CC，則K(pu)的值可以取到1，這與傳統(tǒng)PET類似。隨著I-BC或I-CC(DC)數(shù)量的增加，K(pu)的取值將呈現(xiàn)出不同的趨勢(shì)，從而拓寬了MVAC端口與MVDC端口之間電壓比范圍。

3.1 電壓比K(pu)=2的實(shí)現(xiàn)過(guò)程

本文提出的HI-MMC可通過(guò)改變隔離型級(jí)聯(lián)橋臂中I-CC和I-BC的數(shù)量，實(shí)現(xiàn)更高電壓等級(jí)需求的MVAC端口。此過(guò)程中無(wú)需額外設(shè)備，提供了一種匹配MVAC和MVDC間不同電壓等級(jí)的新方法。

首先設(shè)公共LVDC端口電壓值為1kV，當(dāng)(pu)= 2時(shí)，交流調(diào)制比am及直流調(diào)制比均為0.5。可根據(jù)式（18）、式（19）求出I-CC和I-BC的數(shù)量，計(jì)算結(jié)果為=10,=5,=0。此時(shí)不同電壓比下的HI-MMC結(jié)構(gòu)如圖9所示。HI-MMC結(jié)構(gòu)如圖9a所示，MVDC和MVAC端口電壓均為10kV。

圖9 不同電壓比下的HI-MMC結(jié)構(gòu)

I-BC數(shù)量增加可以提升混合型級(jí)聯(lián)橋臂中壓交/直流端口(pu)的數(shù)值，但三相系統(tǒng)所用的變壓器額定容量也隨之增加。當(dāng)1＞50%時(shí)，HI-MMC將需要更多的變壓器容量。因此，為節(jié)約設(shè)備變壓器額定容量，與應(yīng)滿足/＜0.5，即I-BC的使用數(shù)量通常不超過(guò)I-CC使用數(shù)量的一半。滿足該條件的HI-MMC在突破電壓比限制的情況下，還可節(jié)約變壓器容量。

3.2 電壓比K(pu)=0.5的實(shí)現(xiàn)過(guò)程

當(dāng)(pu)=0.5時(shí)，同樣設(shè)公共LVDC端口電壓值為1kV，交流調(diào)制比am及直流調(diào)制比均為0.5。根據(jù)式（18）、式（19）求出I-CC和I-CC(DC)的數(shù)量，計(jì)算結(jié)果為=10,=0,=5，在該級(jí)聯(lián)橋臂中應(yīng)配置20個(gè)I-CC和10個(gè)I-CC(DC)。此時(shí)HI-MMC結(jié)構(gòu)如圖9b所示，MVDC和MVAC端口電壓分別為20kV和5kV。

HI-MMC通過(guò)公共LVDC側(cè)的電容替代了雙級(jí)式PET中間級(jí)的獨(dú)立電容。在三相系統(tǒng)中，每相的二倍頻功率波動(dòng)可通過(guò)HFT匯集到公共LVDC側(cè)的電容中。三相系統(tǒng)中二倍頻功率波動(dòng)總和幾乎是恒定不變的，因此在公共LVDC側(cè)的電容使用數(shù)量可以進(jìn)一步降低。

另外，HI-MMC中壓側(cè)有HFT電壓鉗位作用。在相同橋臂中每個(gè)子模塊HFT匝數(shù)比與調(diào)制比相同，因此每個(gè)子模塊輸出端口電壓也相同，無(wú)需考慮各個(gè)子模塊的均壓控制，這在極大程度上降低了系統(tǒng)控制的復(fù)雜性。

4 單相HI-MMC平均等效模型

以三相HI-MMC中的A相為例，介紹單相HI- MMC的平均等效模型，如圖10所示。各端口電流參考方向已在圖10中給出。

圖10 單相HI-MMC平均等效模型

為簡(jiǎn)化分析，本節(jié)給出了I-CC(DC)數(shù)量為0條件下HI-MMC相關(guān)計(jì)算公式與數(shù)學(xué)模型。若級(jí)聯(lián)橋臂中存在I-CC(DC)，則每增加一個(gè)額外的I-CC(DC)，式（20）中的直流分量系數(shù)將加1，交流分量系數(shù)將減1。子模塊中壓側(cè)由具有交/直流混合調(diào)制比的受控電壓源I-CCu(l)i（=1,…,）或I-BCu(l)j（=1,…,）等效形成，調(diào)制比參考式（2）。

上、下橋臂電流acu和acl與MVD-AC端口電流dcM和ac關(guān)系為

根據(jù)式（16）和式（20），可得出上、下橋臂兩種基本子模塊的瞬時(shí)輸出功率為

式中，I-CCu(l)i為上（下）橋臂第個(gè)I-CC的瞬時(shí)輸出功率；I-BCu(l)j為上（下）橋臂第個(gè)I-BC的瞬時(shí)輸出功率。

由式（22）、式（23）可知，I-CC的平均功率由直流分量MVDCu(l)i與交流分量MVACu(l)i兩部分組成（=1,…,）。I-BC的平均功率僅由MVACu(l)j（=1,…,）組成，即

式中，為工頻周期。

根據(jù)式（9）和式（15）可知，單相HI-MMC的公共LVDC側(cè)的平均等效模型的推導(dǎo)過(guò)程如圖11所示，瞬時(shí)電流dcL等于公共LVDC側(cè)所有受控電流源的總和。根據(jù)疊加定理，它可以等效為受控電流源edc和eac，即

圖11 平均等效模型的推導(dǎo)過(guò)程

公共LVDC側(cè)電流dcL為edc+eac的平均值，即

5 三相HI-MMC實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提HI-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理的正確性，本文搭建了一套三相HI-MMC樣機(jī)。該樣機(jī)容量根據(jù)實(shí)驗(yàn)室最大負(fù)載條件設(shè)定為20kW，交流側(cè)額定功率10kW，子模塊輸入額定電壓為100V。圖12展示了三相HI-MMC實(shí)驗(yàn)的拓?fù)涫疽鈭D以及用于驗(yàn)證所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。圖12a中參數(shù)如下：①(pu)=1.63,=4,=1；②(pu)=0.4,=3,=2,=0.45,a=0.45。

三相HI-MMC系統(tǒng)中子模塊的輸入端均在LVDC端口處并聯(lián)，并與一臺(tái)直流電壓源相連。MVDC端口和MVAC端口分別連接直流負(fù)載和三相交流負(fù)載。三相HI-MMC實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的主要參數(shù)見(jiàn)表1。

圖12 三相HI-MMC實(shí)驗(yàn)原理及實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

表1 三相HI-MMC實(shí)驗(yàn)樣機(jī)電路參數(shù)

Tab.1 Circuit parameters of three-phase HI-MMC prototype

5.1 K(pu)=1.67的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

經(jīng)過(guò)Matlab/Simulink計(jì)算，輸出電壓波形THD=0.47%，說(shuō)明HI-MMC具有良好的波形質(zhì)量。圖13b顯示了HI-MMC中的上橋臂波形，I-BCu為上橋臂I-BC的輸出電壓，I-CC(1-3)u為上橋臂3個(gè)I-CC輸出電壓的和，armu為上橋臂的橋臂電壓，armu為上橋臂的橋臂電流。從圖中可以看出，I-BCu波形是具有正負(fù)雙極性的脈寬電壓，這表示在上橋臂中存在I-BC。I-CC(1-3)u波形為具有正極性的四電平波形，這表示在上橋臂中存在3個(gè)I-CC。HI-MMC因其模塊化拓?fù)湓O(shè)計(jì)使其可以采用載波移相（Carrier Phase Shifting, CPS）調(diào)制策略。在圖13b中，I-CC(1-3)u的等效頻率為載波頻率s的3倍。即使開(kāi)關(guān)在低頻模式下工作，也會(huì)使輸出電壓獲得較高的等效頻率。

圖13 K(pu)=1.67工況下穩(wěn)態(tài)過(guò)程波形

5.2 K(pu)=0.4的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

經(jīng)過(guò)Matlab/Simulink計(jì)算，輸出電壓波形總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）為0.21%，表明HI-MMC具有良好的波形質(zhì)量。圖14b顯示了HI-MMC中的上橋臂波形，I-CC(1-3)u為上橋臂3個(gè)I-CC的電壓之和，I-CC(DC)(1-2)u為上橋臂兩個(gè)I-CC(DC)的電壓，armu為上橋臂電壓。在這種情況下也可以使用CPS調(diào)制策略。輸出電壓的等效頻率提高了5倍。在圖14b中，I-CC(1-3)u的等效頻率為s的3倍。

圖14 K(pu)=0.4工況下穩(wěn)態(tài)過(guò)程波形

以上實(shí)驗(yàn)給出了HI-MMC在(pu)=1.67或(pu)= 0.4工況下的實(shí)驗(yàn)波形。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，各個(gè)端口具有質(zhì)量良好的輸出波形。同時(shí)，不同工況下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文HI-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)不同電壓比(pu)的可行性。由于采用了CPS調(diào)制策略，開(kāi)關(guān)管可以在相對(duì)較低的開(kāi)關(guān)頻率下獲得較高等效頻率的輸出波形，從而減小了濾波裝置體積。

6 結(jié)論

基于兩個(gè)I-CC反向串聯(lián)可以構(gòu)成輸出電壓僅有交流分量的I-BC，通過(guò)I-BC與輸出電壓存在交直流分量的I-CC組合可形成HI-MMC，該結(jié)構(gòu)可打破傳統(tǒng)PET中壓交/直流端口間電壓約束條件，實(shí)現(xiàn)電壓比(pu)的任意選取，使PET各端口電壓等級(jí)設(shè)計(jì)不再受限。

本文詳細(xì)地分析了HI-MMC的工作原理、調(diào)制策略、數(shù)學(xué)模型以及子模塊數(shù)量設(shè)計(jì)方法。搭建了一套10kW三相HI-MMC樣機(jī)，并驗(yàn)證了所提出結(jié)構(gòu)的正確性。本結(jié)構(gòu)具有高電壓比、單級(jí)式功率變換、無(wú)獨(dú)立電容以及控制策略簡(jiǎn)單等優(yōu)勢(shì)，為未來(lái)單級(jí)式PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的探索提供了一種新的方案。

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Hybrid Isolated Modular Multilevel Converter

11112

（1. School of Electrical Engineering Northeast Electric Power University Jilin 132012 China 2. State Grid Fushun Electric Power Company Fushun 113000 China）

Thanks to the advantages such as multi-ports, modular topology, easy to achieve voltage level expansion and high quality of output waveform, the power electronic transformer (PET) based on modular multilevel converter (MMC) has

widespread attention. However, because the voltage on the MVAC (medium-voltage alternating current) side is created by the MVDC (medium voltage direct current) bus, the voltage of MVAC port is always lower than the MVDC port voltage. Combining with the modular topology and single-stage power conversion ideas, this paper proposed a hybrid isolated modular multilevel converter (HI-MMC). Firstly, the HI-MMC structure as well as the topology and modulation strategy of two isolated sub-modules in HI-MMC was analyzed. Through the combination of two different sub-modules, HI-MMC could break through the limitation of voltage ratio and realize the flexible design of the voltage level in each port. Moreover, HI-MMC has main advantages of single-stage power conversion, simple control system and capacitance saving. Secondly, the corresponding configuration schemes of various sub-modules under different voltage ratios were studied, and the average equivalent model of single-phase HI-MMC system was established. Finally, the experimental results on a scaled-down 10kW HI-MMC prototype show that the proposed circuit topology is feasible and effective.

Power electronics transformer (PET), hybrid isolated modular multilevel converter (HI-MMC), single-stage power conversion, voltage ratio

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200703

TM46

林 霖 男，1996年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮尤嵝怨β首儞Q技術(shù)及其在能源互聯(lián)網(wǎng)中的應(yīng)用。E-mail: LLin0718@foxmail.com

劉 闖 男，1985年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮尤嵝怨β首儞Q技術(shù)在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用等。E-mail: victorliuchuang@163.com（通信作者）

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51877035）。

2020-06-23

2020-10-16

（編輯 陳 誠(chéng)）