多電平均壓型直流變換器輸入電流紋波抑制策略

倪夢涵 楊曉峰 王 淼 李世翔 鄭瓊林

多電平均壓型直流變換器輸入電流紋波抑制策略

倪夢涵 楊曉峰 王 淼 李世翔 鄭瓊林

（北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 北京 100044）

多電平均壓型直流變換器（MVBDC）在中高壓直流變換領(lǐng)域具有良好的應(yīng)用前景，然而隨著電平數(shù)的提高，MVBDC中諧振單元數(shù)目增加，易引起較大的輸入電流紋波，進(jìn)而影響變換器效率和器件壽命。該文以常見的耦合型和解耦型MVBDC為例，在分析MVBDC輸入電流紋波與各級諧振電流之間關(guān)系基礎(chǔ)上，提出一種輸入電流紋波抑制策略。通過調(diào)整各諧振電流之間的相位，可有效降低MVBDC輸入電流紋波、提高變換器效率。最后，通過搭建仿真模型和實(shí)驗(yàn)平臺驗(yàn)證了上述理論分析的正確性和有效性。

多電平均壓型直流變換器 中高壓直流變換 電流紋波 效率 諧振

0 引言

多電平變換器憑借其開關(guān)器件電壓應(yīng)力低、容量大、控制簡單等優(yōu)點(diǎn)，在中高壓直流變換領(lǐng)域具有良好的應(yīng)用前景，并且得到了廣泛研究[1-2]。然而由于電平數(shù)增加、寄生參數(shù)、器件特性不一致等因素影響，多電平變換器不可避免地存在電壓均衡問題，嚴(yán)重時(shí)甚至威脅到變換器的正常運(yùn)行[3-4]。

為解決上述電壓均衡問題，硬件均壓方法因其簡單可靠而受到廣泛關(guān)注。文獻(xiàn)[5-6]提出了傳統(tǒng)型均壓電路（Voltage-Balancing Circuit, VBC），即通過開關(guān)電容充放電來實(shí)現(xiàn)直流支撐電容電壓均衡，但是該電路器件數(shù)量多、電流應(yīng)力大。文獻(xiàn)[7-8]提出了諧振型VBC，即通過諧振單元替換傳統(tǒng)型VBC中充放電電容進(jìn)行能量傳遞，進(jìn)而有效降低器件的電流應(yīng)力，更適合大功率場合應(yīng)用。

利用直流支撐電容和VBC來實(shí)現(xiàn)直流能量變換的裝置，可統(tǒng)稱為多電平均壓型DC-DC變換器（Multilevel Voltage-Balancing DC-DC Converter, MVBDC）。此時(shí)MVBDC主要包含若干直流支撐電容和VBC，具有高電壓比、控制簡單和結(jié)構(gòu)模塊化等優(yōu)點(diǎn)[9]。且根據(jù)諧振型VBC中各諧振單元間耦合關(guān)系，可將MVBDC進(jìn)一步劃分為耦合型MVBDC[10-12]（Coupled MVBDC, C-MVBDC）和解耦型MVBDC（Decoupled MVBDC, D-MVBDC）[1, 13]。前者所需的開關(guān)數(shù)量少，但由于耦合關(guān)系而使得控制策略較為單一，且對諧振參數(shù)一致性要求較高；后者通過增加開關(guān)數(shù)量而實(shí)現(xiàn)各諧振單元間的解耦，進(jìn)而為擴(kuò)展多種控制策略提供可能。

MVBDC在中高壓大功率場合應(yīng)用中，隨著電平數(shù)的增大，諧振單元數(shù)也隨之增大。然而多個(gè)諧振單元同時(shí)工作可能使得MVBDC輸入電流紋波增大，該電流紋波不僅會帶來一定損耗，降低效率，還會降低器件使用壽命，嚴(yán)重時(shí)甚至影響系統(tǒng)穩(wěn)定性，因此MVBDC輸入電流紋波抑制就顯得尤為必要。對于輸入電流紋波抑制，可分為增加輔助電路的硬件解決方案和改進(jìn)控制策略的軟件解決方案。文獻(xiàn)[14]采用無源紋波抑制電路來減小輸入電流紋波，響應(yīng)快，但結(jié)構(gòu)復(fù)雜，導(dǎo)致系統(tǒng)體積增大。文獻(xiàn)[15]通過有源鉗位輔助電路，消除了鉗位電容電流紋波對輸入電流紋波的影響。文獻(xiàn)[16-18]則引入輔助電感和輔助電容抑制電流紋波，同樣會增大系統(tǒng)的體積與成本。文獻(xiàn)[19-21]使用耦合電感降低輸入電流紋波，但對耦合電感的耦合系數(shù)敏感，設(shè)計(jì)難度大。文獻(xiàn)[22-23]使用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)抑制輸入電流紋波，但是僅在特定占空比下才能實(shí)現(xiàn)零紋波，控制難度高。文獻(xiàn)[24]基于開關(guān)器件復(fù)用抑制輸入電流紋波，但紋波抑制能力取決于直流母線電容大小。文獻(xiàn)[25]采用輸入電流隨耦合電感相移的方法抑制輸入電流紋波，但也存在耦合電感的不足。文獻(xiàn)[26-27]綜合使用硬件與軟件方案來減小輸入電流紋波，適用于由多個(gè)電力電子裝置串聯(lián)組成的綜合系統(tǒng)。綜上所述，硬件解決方案由于輔助電路引入而通常會增大MVBDC的體積與成本，并且局限于特定的MVBDC電平數(shù)，不同電平之間需單獨(dú)設(shè)計(jì)；而現(xiàn)有的交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)、開關(guān)器件復(fù)用等軟件解決方案也無法直接應(yīng)用于MVBDC，故MVBDC需要開展適應(yīng)其自身拓?fù)涞募y波抑制策略研究。

為此，本文深入研究C-MVBDC與D-MVBDC拓?fù)?，提出了D-MVBDC輸入電流紋波抑制策略，并與C-MVBDC進(jìn)行詳細(xì)對比研究。紋波抑制策略通過對D-MVBDC中各VBC諧振電流分別進(jìn)行相位控制，有效地降低了D-MVBDC的輸入電流紋波，進(jìn)而減小紋波帶來的損耗、提高變換器的效率。本文首先介紹C-MVBDC 和D-MVBDC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，并重點(diǎn)研究輸入電流和各諧振電流之間關(guān)系。同時(shí)，分析和推導(dǎo)MVBDC輸入電流最小紋波方案，實(shí)現(xiàn)理想情況下輸入電流零紋波。最后，通過搭建仿真模型和實(shí)驗(yàn)平臺驗(yàn)證上述理論分析的正確性和有效性。

1 MVBDC拓?fù)浼捌涔ぷ髟?/h2>

典型電平C-MVBDC 拓?fù)淙鐖D1所示，主要包含-1個(gè)直流支撐電容與-2個(gè)VBC單元，且每個(gè)VBC單元均包含4個(gè)開關(guān)管和1個(gè)由諧振電容與諧振電感串聯(lián)組成的諧振單元。C-MVBDC中相鄰VBC單元存在耦合關(guān)系，即相鄰VBC單元中部分開關(guān)管復(fù)用，如圖1中VBC1和VBC2共用開關(guān)管S21、S22，此時(shí)電平C-MVBDC共包含2(-1)個(gè)開關(guān)管與-2個(gè)諧振單元。

圖1 N電平C-MVBDC拓?fù)?/p>

典型電平D-MVBDC拓?fù)淙鐖D2所示，同樣包含-1個(gè)直流支撐電容與-2個(gè)VBC單元，且每個(gè)VBC單元均包含4個(gè)開關(guān)管和1個(gè)諧振單元。但與C-MVBDC相比，D-MVBDC通過額外增加開關(guān)管，使得相鄰VBC單元相互獨(dú)立，不存在上述開關(guān)管復(fù)用情況。此時(shí)電平D-MVBDC共包含4(-2)個(gè)開關(guān)管與-2個(gè)諧振單元，即相對于C-MVBDC，D-MVBDC額外增加2(-3)個(gè)開關(guān)管。

圖2 N電平D-MVBDC拓?fù)?/p>

C-MVBDC和D-MVBDC中相鄰VBC單元耦合與否，使得其工作原理存在較大差異。以直流支撐電容-1、、+1、VBC-1和VBC所構(gòu)成的局部電路為例，此時(shí)C-MVBDC和D-MVBDC的典型工作模態(tài)分別如圖3、圖4所示。

圖3 C-MVBDC典型工作模態(tài)

圖4 D-MVBDC典型工作模態(tài)

C-MVBDC工作模態(tài)一如圖3a所示，開關(guān)管S1導(dǎo)通（=-1,,+1），開關(guān)管S2關(guān)斷，此時(shí)各諧振電流從零開始正向諧振，直流支撐電容-1向諧振電容r(k-1)傳遞能量，直流支撐電容向諧振電容rk傳遞能量。理想情況下，各VBC諧振頻率均與開關(guān)頻率相同，故在諧振電流過零時(shí)，開關(guān)管S1關(guān)斷，開關(guān)管S2導(dǎo)通，此時(shí)C-MVBDC進(jìn)入如圖3b所示的工作模態(tài)二。此時(shí)各諧振電流從零開始反向諧振，諧振電容r(k-1)向直流支撐電容傳遞能量，諧振電容rk向直流支撐電容+1傳遞能量。同樣諧振電流過零時(shí)，開關(guān)管S1導(dǎo)通，開關(guān)管S2關(guān)斷，此時(shí)C-MVBDC進(jìn)入工作模態(tài)一，如此循環(huán)往復(fù)，即可通過VBC在各直流支撐電容間能量傳遞而實(shí)現(xiàn)直流支撐電容電壓均衡。

同理，D-MVBDC典型工作模態(tài)如圖4所示，電容間能量傳遞與C-MVBDC典型工作模態(tài)相同，僅各工作模態(tài)下各開關(guān)管狀態(tài)存在些許差別。此時(shí)D-MVBDC在如圖4a所示的工作模態(tài)一時(shí)，開關(guān)管S1、S3導(dǎo)通（=-1,），開關(guān)管S2、S4關(guān)斷；而在如圖4b所示的工作模態(tài)二時(shí)，開關(guān)管S1、S3關(guān)斷，開關(guān)管S2、S4導(dǎo)通。

顯然由于D-MVBDC解耦關(guān)系，相鄰VBC單元之間不存在開關(guān)管復(fù)用，電容間能量傳遞不再局限于如圖3所示的C-MVBDC固定開關(guān)狀態(tài)，進(jìn)而使得D-MVBDC工作模態(tài)得到進(jìn)一步擴(kuò)展，則此時(shí)D-MVBDC可存在如圖5所示的新型工作模態(tài)，而這種能量傳遞路徑是在C-MVBDC無法實(shí)現(xiàn)的。

D-MVBDC新型工作模態(tài)一如圖5a所示，開關(guān)管S(k-1)1、S(k-1)3、S2和S4導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷，此時(shí)直流支撐電容-1向諧振電容r(k-1)傳遞能量，諧振電容rk向直流支撐電容+1傳遞能量；而在如圖5b所示的新型工作模態(tài)二時(shí)，開關(guān)管S(k-1)2、S(k-1)4、S1和S3導(dǎo)通，其余開關(guān)管關(guān)斷，此時(shí)諧振電容r(k-1)向直流支撐電容傳遞能量，而直流支撐電容進(jìn)一步向諧振電容rk傳遞能量。

圖5 D-MVBDC新型工作模態(tài)

由上述理論分析可見，C-MVBDC控制策略相對單一，即當(dāng)C-MVBDC某個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通關(guān)斷狀態(tài)確定時(shí)，其余開關(guān)管狀態(tài)均可根據(jù)該開關(guān)管狀態(tài)來確定，此時(shí)所有VBC工作模態(tài)同步、諧振電流相位均相同，同時(shí)也限制了移相控制在C-MVBDC中應(yīng)用[7]。此外，C-MVBDC相對單一的控制策略也使得其對諧振單元的參數(shù)一致性要求較高，各諧振頻率應(yīng)均與開關(guān)頻率相等，以免開關(guān)管關(guān)斷時(shí)諧振電流仍未諧振到零或已反向諧振，使得開關(guān)管存在硬關(guān)斷問題而帶來額外的損耗。而D-MVBDC通過解耦使得其控制策略多樣化，各VBC單元工作模態(tài)可互不相同，移相控制亦可引入D-MVBDC中，且利用特定開關(guān)管提前關(guān)斷可阻斷反向諧振電流進(jìn)而擴(kuò)展諧振頻率選取范圍。隨著電平數(shù)的提高，D- MVBDC可選的控制策略更為多樣化，而如何在眾多控制策略中選取最適用的D-MVBDC成為目前MVBDC研究中的重點(diǎn)問題。本文正是從輸入電流紋波抑制角度入手，通過選取合適的控制策略來減小輸入電流紋波，進(jìn)而提高M(jìn)VBDC的性能。

2 MVBDC輸入電流紋波抑制策略

2.1 輸入電流紋波分析

電平D-MVBDC和C-MVBDC均可由如圖6所示的簡化模型表示，任意VBC單元在工作模態(tài)一或工作模態(tài)二下均與某個(gè)直流支撐電容相連。對于VBC（=1, 2, 3,…,-2），選取從上到下為參考方向，其諧振電流記為rk。在前半個(gè)開關(guān)周期內(nèi)（見圖6a所示的工作模態(tài)一），VBC與直流支撐電容C構(gòu)成回路，直流支撐電容C電流為in-rk，其中in為輸入電流；在后半個(gè)周期內(nèi)（見圖6b所示的工作模態(tài)二），VBC與直流支撐電容C+1構(gòu)成回路，直流支撐電容C+1電流為in-i-1。因此，無論MVBDC處于何種工作模態(tài)，VBC所連接的直流支撐電容（輸出電容除外）電流始終等于輸入電流in與VBC諧振電流rk之差。此外，對于輸出電容C-1，還應(yīng)該考慮到輸出電流o，此時(shí)輸出電流o可以視為恒定值。

圖6 MVBDC簡化模型

對于電平MVBDC，假設(shè)輸入源為理想電壓源，所有直流支撐電容值相等，諧振支路參數(shù)完全一致。顯然各直流支撐電容電壓紋波之和為零，并且根據(jù)各直流支撐電容電壓電流關(guān)系d/d，即可得到

式中，Dv和i（=1, 2, 3,…,-1）分別為直流支撐電容電壓紋波和電流。由式（1）可化簡得到

顯然，式（2）中可分離出輸入電流in的直流分量（即輸入電流平均值）和交流分量（即輸入電流紋波）。同時(shí)，由式（2）可知，輸入電流紋波與各諧振電流之和、電平數(shù)有關(guān)。當(dāng)電平數(shù)一定時(shí)，各諧振電流之和越大，輸入電流紋波越大。

假定各諧振頻率與開關(guān)頻率相等，則MVBDC的各VBC中諧振電流可根據(jù)電容充放電關(guān)系得到

式中，in為輸入電流的平均值；s為開關(guān)周期；r為諧振角頻率；rpk為VBC的諧振電流峰值，rpksin(r)為VBC的理想諧振電流。結(jié)合式（3）～式（5），可以得到

對于C-MVBDC，相鄰諧振單元互相耦合，控制策略單一，所有諧振電流的相位相等，此時(shí)將式（6）代入式（2）中，可以得到輸入電流為

對于D-MVBDC，相鄰諧振單元互相解耦，諧振電流之間的相位可以各不相同。當(dāng)使用如圖4所示的典型工作模態(tài)時(shí)，諧振電流相位相等，輸入電流表達(dá)式與式（7）相同。此時(shí)，典型工作模態(tài)下MVBDC電流紋波峰-峰值與諧振電流峰值關(guān)系為

此外，當(dāng)考慮MVBDC輸入側(cè)寄生參數(shù)，如輸入側(cè)串聯(lián)寄生電感s與串聯(lián)寄生電阻s時(shí)，典型工作模態(tài)下輸入電流紋波幅值會減小，紋波相對于諧振電流的相位也會發(fā)生變化，但紋波頻率保持不變，即始終與開關(guān)頻率相等。此時(shí)幅值與相位可以根據(jù)域中方程式（9）求得。

2.2 輸入電流紋波抑制策略

由式（2）可知，當(dāng)MVBDC的諧振電流之和為零或達(dá)到最小值時(shí)，輸入電流紋波為零或達(dá)到最小。然而，C-MVBDC由于諧振單元的耦合關(guān)系，控制策略單一，所有諧振電流的相位相同，無法調(diào)整控制策略來降低輸入電流紋波；而D-MVBDC的諧振單元互相解耦，可以調(diào)整諧振電流之間的相位，從而使得諧振電流之和最小，進(jìn)而大幅降低輸入電流紋波，使D-MVBDC中諧振電流之和為零或達(dá)到最小值的控制策略即為紋波抑制策略。MVBDC紋波抑制策略如圖7所示。

圖7 MVBDC紋波抑制策略

以五電平D-MVBDC為例，其紋波抑制策略如圖7b所示，此時(shí)VBC1與VBC2的諧振電流r1和r2相位相同，VBC3中諧振電流r3的相位與r1相差p/2。此時(shí)，理想情況下諧振電流之和為0，故五電平D-MVBDC的輸入電流可表示為

2.3 紋波抑制策略對損耗的影響

當(dāng)MVBDC采用典型控制策略時(shí)，輸入電流表達(dá)式如式（7）所示，此時(shí)輸入電流有效值為

而當(dāng)MVBDC采用紋波抑制策略實(shí)現(xiàn)零紋波時(shí)，此時(shí)輸入電流有效值為

假設(shè)MVBDC輸入側(cè)等效寄生電阻為s，則采用紋波抑制策略可以減小的損耗為

進(jìn)而系統(tǒng)效率可提高為

式中，o為MVBDC輸出電阻阻值。顯然，由式（13）與式（14）可知，紋波抑制策略能夠有效地降低線路導(dǎo)通損耗，進(jìn)而提高變換器效率。

3 仿真驗(yàn)證

3.1 理想條件仿真

為了驗(yàn)證上述理論，基于PSIM軟件分別搭建了如圖8所示五電平C-MVBDC和D-MVBDC仿真模型，MVBDC仿真參數(shù)見表1。

圖8 五電平MVBDC拓?fù)?/p>

表1 MVBDC仿真參數(shù)

Tab.1 Simulation parameters of MVBDC

典型控制策略下C-MVBDC與D-MVBDC的諧振電流和輸入電流的理想仿真波形分別如圖9和圖10所示。顯然，各諧振電流和輸入電流相位相同，輸入電流存在較大紋波。此時(shí)C-MVBDC和D-MVBDC的輸入電流大小相等，且紋波峰-峰值的理論值為27.22A。而采用紋波抑制策略時(shí)D-MVBDC諧振電流和輸入電流理想仿真波形如圖11所示。此時(shí)諧振電流r3與諧振電流r1和r2存在p/2的相位差，輸入電流近似實(shí)現(xiàn)零紋波。此時(shí)MVBDC各諧振電流峰值、輸入電流紋波峰-峰值的仿真結(jié)果與理論值對比見表2，顯然各仿真結(jié)果與理論值基本相同。此時(shí)諧振電流逐級遞增，典型控制下輸入電流紋波峰-峰值與諧振電流r3峰值相等；而采用紋波抑制控制后，各諧振電流峰-峰值大小與典型控制策略基本相同，但輸入電流紋波由諧振電流r3峰值近乎降低至零紋波，即降低至原紋波的0.2%，進(jìn)而驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖9 典型控制策略下C-MVBDC理想仿真波形

圖10 典型控制策略下D-MVBDC理想仿真波形

圖11 紋波抑制策略下D-MVBDC理想仿真波形

表2 MVBDC理想仿真結(jié)果

Tab.2 Ideal simulation results of MVBDC （單位: A）

3.2 含寄生參數(shù)仿真

為評估寄生參數(shù)的影響，上述理想仿真模型中加入以下寄生參數(shù)：輸入側(cè)串聯(lián)寄生電阻s=0.1W，串聯(lián)寄生電感s=0.1mH。

此時(shí)典型控制策略下C-MVBDC和D-MVBDC的仿真波形分別如圖12和圖13所示，紋波抑制策略下的D-MVBDC仿真波形如圖14所示。顯然在寄生參數(shù)影響下，各諧振電流無明顯變化，但輸入電流紋波在幅值和相位均存在明顯改變。此時(shí)典型控制策略下C-MVBDC和D-MVBDC的輸入電流紋波相位分別滯后0.44p和0.4p，紋波峰-峰值分別降低至6.00A和5.98A；紋波抑制策略下D-MVBDC的輸入電流紋波峰-峰值為2.60mA，降低至原紋波的0.04%，從而驗(yàn)證紋波抑制策略的正確性。

圖12 典型控制策略下C-MVBDC仿真波形

圖13 典型控制策略下D-MVBDC仿真波形

圖14 紋波抑制策略下D-MVBDC仿真波形

Fig.14 Simulation waveforms of D-MVBDC with the minimum ripple suppression strategy

3.3 負(fù)載切換

當(dāng)負(fù)載或輸入電壓發(fā)生變化時(shí)，各VBC單元中的諧振電流幅值發(fā)生相應(yīng)改變，且由于電容電壓和電感電流無法突變，接近負(fù)載處的諧振電流率先發(fā)生變化。在此過程中開關(guān)脈沖保持不變，即各諧振電流相位保持不變，輸入電流和各諧振電流、輸出電流之間仍滿足式（2）。因此，紋波抑制策略在負(fù)載變化時(shí)刻仍有效，無需額外的相位調(diào)整策略，但動(dòng)態(tài)過程中紋波抑制效果降低，當(dāng)變換器進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后即可達(dá)到最佳抑制效果。

圖15為紋波抑制策略下D-MVBDC負(fù)載切換仿真波形。顯然當(dāng)負(fù)載由滿載切換至空載時(shí)，輸出電容4無對外能量輸出，電容電壓升高，進(jìn)而使得電容4與相鄰VBC3中諧振電容r3電壓差值降低，VBC3中諧振電流幅值逐漸降低至零，但由于開關(guān)脈沖恒定使得諧振電流相位保持不變。電容4能量輸出降低導(dǎo)致諧振電容r3傳遞能量降低、諧振電流降低，進(jìn)而也使得與諧振電容r3相連的電容3輸出能量降低。以此類推，各VBC中諧振電流幅值均逐漸降低，此時(shí)輸入電流也隨之降低為零。同時(shí)，當(dāng)負(fù)載由空載切換至滿載時(shí)，輸出電容4對外輸出能量增大，電容電壓降低，與相鄰VBC3中諧振電容r3電壓差值增大，VBC3中諧振電流也隨之增大。此時(shí)各VBC中諧振電流幅值均逐漸增大、且相位保持不變，輸入電流逐步升高至額定值in。

圖15 紋波抑制策略下D-MVBDC負(fù)載切換仿真波形

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為進(jìn)一步驗(yàn)證上述理論和仿真分析，根據(jù)如圖8所示的五電平MVBDC拓?fù)浯罱巳鐖D16所示的MVBDC原理樣機(jī)，此時(shí)實(shí)驗(yàn)參數(shù)與表1的仿真參數(shù)相同。該實(shí)驗(yàn)平臺通過調(diào)整主電路接線，可以分別構(gòu)建出C-MVBDC和D-MVBDC電路拓?fù)洹?/p>

圖16 MVBDC原理樣機(jī)

典型控制策略下C-MVBDC實(shí)驗(yàn)波形如圖17所示，各諧振電流相位完全相同，輸入電流與諧振電流相位偏差為滯后0.27p，C-MVBDC的諧振電流幅值分別為9.40A、21.58A、28.30A，輸入電流峰-峰值為6.29A。典型控制策略下D-MVBDC實(shí)驗(yàn)波形如圖18所示，各諧振電流相位也完全相同，輸入電流相位與諧振電流相位偏差為滯后0.29p，D-MVBDC的諧振電流幅值為9.45A、21.20A和27.90A，輸入電流峰-峰值為6.35A。

圖17 典型控制策略下C-MVBDC實(shí)驗(yàn)波形

圖18 典型控制策略下D-MVBDC實(shí)驗(yàn)波形

紋波抑制策略下D-MVBDC實(shí)驗(yàn)波形如圖19所示，此時(shí)諧振電流r3相位與諧振電流r1和r2的相位相差p/2；D-MVBDC的諧振電流幅值為9.99A、21.20A、29.50A，輸入電流峰-峰值為0.46A。顯然，相對于典型控制策略下輸入電流紋波6.35A，采用紋波抑制策略后紋波降低至7.2%。因此，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，紋波抑制策略能大幅降低輸入電流紋波，進(jìn)而驗(yàn)證了理論分析與仿真的正確性和有效性。

圖19 紋波抑制策略下D-MVBDC實(shí)驗(yàn)波形

紋波抑制策略下D-MVBDC負(fù)載切換實(shí)驗(yàn)波形如圖20所示。顯然，當(dāng)負(fù)載由滿載切換至空載時(shí)，各諧振電流逐漸降低，輸入電流也隨之降低。而當(dāng)負(fù)載由空載切換至滿載時(shí)，各諧振電流均由零逐漸增大，輸入電流也增大。上述動(dòng)態(tài)過程中，輸入電流與各諧振電流、輸出電流之間始終滿足式（2），輸入電流紋波隨諧振電流之和變化而變化，且當(dāng)變換器進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后輸入電流可達(dá)到最小紋波。

圖20 紋波抑制策略下D-MVBDC負(fù)載切換實(shí)驗(yàn)波形

采用紋波抑制策略前后D-MVBDC效率對比如圖21所示。此時(shí)典型控制策略下的D-MVBDC最高效率為95.31%，而紋波抑制策略下最高效率為95.54%。故相對于典型控制策略，紋波抑制策略下D-MVBDC效率提高了0.23%。因此，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用紋波抑制策略可以有效地降低MVBDC損耗，進(jìn)而提高變換器效率。

圖21 采用紋波抑制策略前后D-MVBDC效率對比

5 結(jié)論

本文通過對比D-MVBDC與C-MVBDC的拓?fù)渑c工作原理，研究耦合關(guān)系對MVBDC性能的影響。同時(shí)，推導(dǎo)輸入電流紋波與各諧振電流、輸出電流間關(guān)系，并提出MVBDC的輸入電流紋波抑制策略，并通過仿真和實(shí)驗(yàn)對理論分析進(jìn)行驗(yàn)證。結(jié)果表明：

1）C-MVBDC和D-MVBDC輸入電流紋波僅與各諧振電流有關(guān)。

2）D-MVBDC通過紋波抑制策略來調(diào)整VBC單元的電流相位，使得各諧振電流之和等于零，進(jìn)而可有效降低輸入電流紋波；且在負(fù)載動(dòng)態(tài)變化時(shí)，無需對紋波抑制策略進(jìn)行額外相位控制，穩(wěn)態(tài)后輸入電流仍能實(shí)現(xiàn)最小紋波。

3）D-MVBDC通過降低輸入電流紋波可以提高變換器效率。

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Input Current Ripple Suppression Strategy of Multilevel Voltage-Balancing DC-DC Converter

（School of Electrical Engineering Beijing Jiaotong University Beijing 100044 China）

Multilevel voltage-balancing DC-DC converter (MVBDC) shows good application prospect in medium and high voltage DC conversion field. However, with the increase of output levels, the resonant current may introduce large input current ripple, which affects the converter efficiency and device life. This paper takes coupling and decoupling MVBDC as examples to analyze the relationship between MVBDC input current ripple and resonance currents at various levels, and the input current ripple suppression strategy is proposed. By controlling the phases of the resonant currents, zero ripple of the MVBDC input current can be achieved, which improves the converter efficiency. Finally, the correctness of the above theory is verified by experimental results.

Multilevel voltage-balancing DC-DC converter (MVBDC), medium and high voltage DC conversion, current ripple, efficiency, resonance

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90233

TM46

倪夢涵 男，1995年生，碩士研究生，研究方向?yàn)槎嚯娖骄鶋盒椭绷髯儞Q器、城軌交通牽引供電系統(tǒng)、地鐵雜散電流治理等。E-mail: 18121481@bjtu.edu.cn

楊曉峰 男，1980年生，副教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)槟K化多電平換流器及應(yīng)用、電力電子技術(shù)在軌道交通中的應(yīng)用等。E-mail: xfyang@bjtu.edu.cn（通信作者）

2020-07-04

2020-10-29

國家自然科學(xué)基金（51737001）和中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)（2019JBM058）資助項(xiàng)目。

（編輯 陳 誠）