高速高精度電流檢測電路的設計

黃淑燕，賴松林

（1．福建江夏學院電子信息科學學院，福建福州，350108；2．福州大學物理與信息工程學院，福建福州，350108）

隨著便攜式電子設備的普及，DC-DC變換器因其效率高、輸出大電流等優(yōu)點而被廣泛應用于電源管理中。根據(jù)調制方式和控制方式的不同，DC-DC變換器分為電壓模PWM型、峰值電流模PWM型和均值電流模PWM型。[1-3]相比電壓模PWM型和均值電流模PWM型，峰值電流模PWM型具有瞬態(tài)響應快、電路環(huán)路比較簡單、電路規(guī)模較小等優(yōu)點。作為峰值電流模PWM型DC-DC核心電路，峰值電流檢測電路是將檢測到的電感電流轉換為電壓，經(jīng)斜坡補償后與電壓回路的誤差信號Vc比較產生控制功率管開斷的PWM脈沖信號。[4,5]常用的電流檢測方式有電感串聯(lián)電阻、功率管導通電阻和功率管鏡像拷貝以及運放鉗位等方式。[6-8]串聯(lián)電阻造成功率損耗，功率管電阻受負載影響較大，高速高增益的運放使得設計復雜，這些方法在功耗、速度和精度上都存在缺陷。因此，提高檢測速度、精度以及負載內環(huán)路保持穩(wěn)定成為研究電流檢測電路的熱點問題?，F(xiàn)有的關于電流檢測的研究除了解決電阻功耗以及運放設計難等問題之外，還采用負反饋的方式快速跟蹤電感電流變化，但因帶寬受限使得檢測速度不理想。[7-9]本文在對比分析傳統(tǒng)型電流檢測電路的帶寬受限原因后，提出一種動態(tài)偏置并聯(lián)負反饋方式?；谠摲绞皆O計的電流檢測電路不僅功耗低，且具有較快的檢測速度和精度。

一、傳統(tǒng)型電流檢測電路

現(xiàn)有的電流檢測電路原理如圖1所示。電路中利用Mos管Mps與功率管Mp以1：K的比例鏡像拷貝電流Ips后在電阻Rs上產生感應電壓Vsen，經(jīng)斜坡補償后與電壓回路的誤差信號Vc比較產生控制功率管開斷的PWM脈沖信號；電路中不含運放，有效地降低了整體功耗；采用由M5、Ms和M4構成的負反饋環(huán)路來跟蹤電感電流變化，有效地提高了檢測速度。其中L、RL和CL是片外電路，信號Q是控制電源管理芯片內功率管開斷的PWM脈沖信號，Ibias是偏置電流。

圖1 傳統(tǒng)電流檢測電路

該電路使用M5、Ms和M4構成的反饋環(huán)路來保證Vc跟隨Vsw的變化，M4和M5相當于一對差分輸入管，M2和M3為有源負載，Ms是跟隨放大管。環(huán)路的增益影響電流檢測的精度，環(huán)路的帶寬影響電流檢測的速度。進行該環(huán)路的小信號分析，從Vo處斷開，對應的小信號等效電路如圖2所示：

圖2 傳統(tǒng)檢測電路小信號等效電路

由圖2得到該環(huán)路的傳輸函數(shù)為：

其中，Rc是Mps的小信號電阻，是Ms的小信號跨導電阻。由式（2）可知，Ms的尺寸需較大以承受大負載檢測的電流值，該環(huán)路的主極點是非主極點為因此環(huán)路的增益和增益帶寬積為：

由增益帶寬積UGF、非主極點pnd和相位裕度PM三者的關系如下：[10]

其中，Co是差分對管的柵極寄生電容，gm4是差分對管的小信號跨導。

一般地，M4和M5的尺寸較大，Co也就較大。為了降低功耗，gm4不能取太大。從式（8）可以看出，該環(huán)路的增益帶寬積受到了gm4和Co的限制。同時，當gms較小且PM足夠時，、較小，檢測速度受到限制。gms隨著負載變大后，、也變大，然而非主極點位置固定使得PM降低，導致檢測電壓產生過沖，進而影響檢測精度。

二、高速高精度電流檢測電路

由于現(xiàn)有檢測電路在帶寬和增益上受限，使得檢測速度和精度存在缺陷，因此在其基礎上引入動態(tài)偏置并聯(lián)負反饋電路來改善，如圖3所示：

圖3 新型電流檢測電路

虛線框內是由M6～M13組成的動態(tài)偏置并聯(lián)負反饋電路，與M4、M5和Ms構成的負反饋并聯(lián)，通過調節(jié)M11的線性電阻來調整M6跨導，使得Vo盡快穩(wěn)定，以減少由于開關引起的過沖電壓。M12將系統(tǒng)內置的基準電流源鏡像后提供給M10，其中VB是偏置信號。引入二極管連接的M13配合M10工作，保證M10～M13的電流形成，加快環(huán)路的建立，提高電流感應速度。Ms1與Ms2分別受PWM信號Q及其反相信號Q'控制，防止當信號Q高電平時環(huán)路電壓Va和Vb的電位降到零，縮短了當Q電平為低時的環(huán)路建立時間。圖3對應的小信號等效電路如圖4所示，方便比較新型檢測電路與傳統(tǒng)檢測電路。

圖4 新型峰值電流檢測電路小信號等效電路

其中，gm4、gms、gm5、gm6分別是M4、Ms、M5、M6的小信號跨導，Gmf是M7～M13的等效跨導，當且時，Gmf等效為M11的小信號跨導gm11。Rop是M4和M6的并聯(lián)小信號電阻，其大小為：

從圖4可以得到傳輸函數(shù)T(s)：

將式（11）代入式（10），整理得到傳輸函數(shù)的分母Den(s)為：

比較式（5）和（13）以及式（6）和（14），可以看出增益和帶寬積均得到提高，改進后的電路能有效提高電流的檢測速度和精度。

三、仿真結果及分析

基于上華0.35μm BCD CMOS工藝，用Cadence的Spectre工具進行電路仿真，仿真結果如圖5～8所示：

圖5 整體靜態(tài)電流及其與負載電流Iload的關系

圖6 不同負載下傳統(tǒng)型和新型檢測電路的環(huán)路幅頻響應

圖7 不同負載電流下的相位裕度

圖8 不同負載下傳統(tǒng)型和新型檢測電路的瞬態(tài)響應

由圖5可知，電路的靜態(tài)電流隨著負載的增加而增加，而靜態(tài)電流與負載電流的比例卻不斷減小，而且永遠低于0.25%，因此新型峰值檢測電路具有較高的效率。由圖6可知，在負載電流為50mA時，單位增益帶寬從2.983MHz提高到5.511MHz，增益從26.88dB提高到36.06dB；在負載電流為1A時，單位增益帶寬從11.83MHz提高到17.19MHz，增益從37.59dB提高到43.7dB。相對傳統(tǒng)型的電流檢測電路，新型電路在寬負載范圍內具有良好的環(huán)路特性，增益和帶寬均有提高。雖然相位裕度相對降低，但是由圖7可知，在整個負載變化內都在65℃以上，滿足工程上對系統(tǒng)穩(wěn)定性的要求。從圖8傳統(tǒng)型和新型電路在不同負載下的瞬態(tài)響應對比可以看出，新型峰值電流檢測電壓的上沖電壓得到解決，同時峰值比較靠近理想電壓，具有較高的檢測精度。因此，新型峰值電流檢測電路的檢測速度和精度比之傳統(tǒng)型，均有所改善，而且滿足系統(tǒng)寬負載的設計要求。

該新型電路已使用于電源管理芯片中，模塊在芯片中顯影照片如圖9所示：

圖9 電流檢測模塊的顯影照片

四、總結

本文對傳統(tǒng)檢測電路進行分析，發(fā)現(xiàn)電路帶寬受限導致的速度和精度問題，由此提出一種新型結構，并用上華0.35μm工藝進行設計仿真驗證。仿真結果表明：在寬負載電流變化下，新型電路的單位增益帶寬以及增益相比傳統(tǒng)型有較明顯的提高，相位裕度在整個負載變化內都在65℃以上，檢測電壓的上沖現(xiàn)象得到有效抑制，且峰值比較靠近理想電壓，具有較高的檢測精度。與傳統(tǒng)電路相比，本文設計的電流檢測電路具有快速高精度等優(yōu)點，可以滿足峰值電流模DC-DC在微處理器系統(tǒng)中的應用需求。