T型三電平拓撲的PWM控制策略

鄭詩程，彭　勃，徐禮萍

（1.安徽工業(yè)大學電氣與信息工程學院，馬鞍山　243032）

T型三電平拓撲的PWM控制策略

鄭詩程，彭勃，徐禮萍

（1.安徽工業(yè)大學電氣與信息工程學院，馬鞍山243032）

對T型三電平逆變器的拓撲結構進行了分析研究，提出一種T型三電平逆變器PWM控制方法。該方法針對T型三電平拓撲結構，根據(jù)負載電流的極性，對零電平時的開關狀態(tài)進行相應的控制，實現(xiàn)對輸出參考電壓矢量的合成。分析了該拓撲結構的死區(qū)特點及影響，常規(guī)的PWM控制方法加入死區(qū)后，相電壓會出現(xiàn)4種不同的電壓畸變，應用文中提出的控制方法，使原本復雜的4種電壓畸變情況簡化為2種，并提出了具體的死區(qū)補償策略，有效補償了輸出電壓的畸變。仿真結果驗證了控制方法的可行性與有效性。

T型三電平；拓撲；空間矢量調制；死區(qū)補償；電力電子

伴隨著現(xiàn)代電力電子技術的發(fā)展，以絕緣柵雙極型晶體管IGBT、集成門極換流晶閘管IGCT、注入增強門極晶體管IEGT為代表的雙極型復合自關斷器件取得長足進步，與此同時，高壓大容量變流器技術也迅速發(fā)展起來，特別是基于多電平拓撲結構的逆變器技術日趨成為大功率變流器的研究熱點[1-5]。多電平逆變器具有輸出電壓諧波小、所需器件耐壓低和開關損耗低等優(yōu)點，在眾多中高壓大功率場合得到廣泛應用[3]。其中，三電平拓撲結構以其結構簡單、控制方便等更是得到迅猛發(fā)展。根據(jù)拓撲形式不同，基本三電平結構主要有3種：H橋級聯(lián)型、二極管箝位型和飛跨電容型[4]。目前，應用較多的是二極管箝位型。

近年來，T型三電平由于具有更低的成本和導通損耗、更少的獨立驅動電源等優(yōu)點越來越受關注[6]。本文研究了T型三電平拓撲結構，并和二極管中點箝位NPC（neutral point clamped）型三電平拓撲結構進行了對比，結合NPC型三電平逆變器的控制方法，提出一種T型三電平的PWM控制方法，該方法針對T型三電平的拓撲結構，根據(jù)負載電流的極性，對零電平時的開關狀態(tài)進行相應的控制實現(xiàn)對輸出參考電壓矢量的合成。分析了該拓撲結構的死區(qū)特點及影響，結合本文提出的PWM控制策略，提出了具體的死區(qū)補償方法，有效補償了輸出電壓的畸變。

1　T型三電平逆變器拓撲及原理

T型三電平逆變器主電路拓撲結構如圖1 （a）所示。每相橋臂由4個功率開關器件組成，上下橋臂各一個功率開關管，并由兩個反向串聯(lián)的功率開關管與直流側電容中點相連，其結構形狀像一個旋轉的字符“T”，因此稱這種結構為T型拓撲。

與圖1（b）所示的NPC型三電平拓撲結構相比，改變了每相橋臂2個功率開關管的位置，去除了2個箝位二極管，減小了系統(tǒng)體積，降低了成本。由分析可知，當電路輸出高電平或低電平時，電流流經器件的個數(shù)減少，相應的導通損耗也會減少[7]。根據(jù)反向串聯(lián)開關器件的接法不同，T型三電平拓撲又分為共集電極和共發(fā)射極兩種，如圖2所示。

圖1　逆變器主電路拓撲Fig.1　Topology of inverter

圖2　T型三電平逆變器單相拓撲Fig.2　Single-phase topology of T-type inverter

考慮三相逆變器電路，NPC型三電平電路需要10路獨立驅動電源，共發(fā)射極的T型三電平電路需要7路，而共集電極電路只需要5路，故采用圖2（a）所示共集電極的拓撲結構更有利于功率密度的提升[7]。對圖2（a）所示單相橋臂電路，設直流電壓為U=Ud，直流側電容C1=C2，若電容電壓相等，則Udc1=Udc2=Ud/2，以直流側電容中點O為參考，則每相橋臂可輸出3種電平：+Ud/2、0、-Ud/2，分別對應狀態(tài)P、O和N。表1所示為單相橋臂輸出不同電平時對應的開關狀態(tài)。

表1　不同電平對應的單相開關狀態(tài)Tab.1　Switch state of different level for single phase

2　T型三電平逆變器的PMW控制

與正弦波脈寬調制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）策略相比，空間矢量調制SVPWM策略具有更高的直流電壓利用率[8]，在三相拓撲結構中得到廣泛應用。三相三電平逆變器共有27個開關狀態(tài)，組成19個有效空間矢量。其中，零矢量1個，對應3個開關狀態(tài)；小矢量6個，對應2個開關狀態(tài)；中矢量和大矢量各6個，分別對應1個開關狀態(tài)。圖3所示為三電平空間矢量圖[9]。

圖3　三電平空間矢量圖Fig.3　Diagram of three-level space vector

空間矢量調制按照最近3矢量的原則選擇矢量，如圖4所示，根據(jù)伏秒平衡原理，確定3個矢量的作用時間，合成參考電壓矢量[10]。當參考矢量旋轉至1扇區(qū)5區(qū)間的矢量序列如圖5所示。

常規(guī)控制方法根據(jù)表1所示各輸出電平對應的開關狀態(tài)，給予對應的開關管觸發(fā)脈沖以實現(xiàn)PWM控制[6]。本文針對T型三電平拓撲結構，提出一種PWM控制方法，即根據(jù)負載電流的極性，通過對零電平時的開關狀態(tài)進行相應的控制來實現(xiàn)對輸出參考電壓矢量的合成。以A相橋臂為例，對電路輸出零電平O時的狀態(tài)進行分析。當連接直流側電容中點的兩個開關管導通時，電路輸出零電平，Uao=0。假設電流ia流出橋臂為正，則當ia>0時，電流通過D4、S3形成通路，如圖6（a）所示；當ia<0時，電流通過D3、S4形成通路，如圖6（b）所示。由圖6可看出，電流ia>0時，對于開關管S4，電流僅流經其反并聯(lián)二極管，與S4是否觸發(fā)導通無關。同理，ia<0時，S3是否觸發(fā)導通對輸出沒有影響。

圖4　1扇區(qū)矢量合成圖Fig.4　Diagram of vector synthesis of sector 1

圖5　1扇區(qū)5區(qū)間矢量序列Fig.5　Vector sequence of 5 interval of sector 1

圖6　A相零電平開關管導通狀態(tài)Fig.6　Switch tube conduction state of zero level for phase A

因此，可根據(jù)輸出電流的極性對開關狀態(tài)進行相應的控制，從而使橋臂輸出零電平O。輸出電流為正時，只給S3相應的觸發(fā)信號（即零電平時開通，高、低電平時關斷），S4一直關斷。輸出電流為負時，只給S4相應的觸發(fā)信號，S3一直關斷。表2給出不同電平對應的開關脈沖控制，結合SVPWM矢量控制序列，根據(jù)負載電流極性確定輸出電平對應的開關狀態(tài)實現(xiàn)參考電壓矢量的合成。

表2　不同電平對應的開關脈沖控制Tab.2　Switch pulse control of different level

可以看出，T型三電平在輸出不同的電平時只有相應的一個開關管觸發(fā)導通，相比NPC型三電平輸出不同電平時每次都有兩個開關管觸發(fā)導通，大大降低了開關損耗。

3　死區(qū)效應的分析及補償

為避免在開關狀態(tài)切換時，同橋臂互補開通的開關管發(fā)生短路，需在開關過程中插入死區(qū)[11]。

由上述分析可知，當開關管S1導通時，輸出高電平P，S3、S4導通時，輸出零電平O，S2導通時，輸出低電平N。以A相橋臂為例，當P-O狀態(tài)切換時，死區(qū)存在于兩個開關時刻：①S1開通，S3.4關斷；②S1關斷，S3.4開通。在死區(qū)期間，S1.2.3均不導通，若ia> 0，二極管D2因續(xù)流導通，則橋臂輸出低電平N；若ia<0，二極管D1導通，橋臂輸出高電平P。同理，ON狀態(tài)切換時，若ia>0，橋臂輸出低電平N；若ia< 0，橋臂輸出高電平P。

T型三電平死區(qū)期間輸出電壓只與負載電流極性有關，負載電流為正則輸出低電平，負載電流為負則輸出高電平。不同情況下一個開關周期A相實際輸出壓如圖7所示?？煽闯?，加入死區(qū)后T型三電平輸出相電壓有4種不同的畸變情況，對實際輸出電壓影響很大，必須進行死區(qū)補償。

考慮死區(qū)情況，對于上半橋臂電容來說，在開關狀態(tài)切換時，可能會通過S1-D3-S4形成短路回路，如圖8（a）所示。同理，下半橋臂可能通過D4-S3-S2形成短路回路，如圖8（b）所示。根據(jù)上節(jié)控制策略可知，在ia>0期間，開關管S4一直處于關斷狀態(tài)，圖8（a）的短路情況不會發(fā)生，則圖7（a）所示ia>0的死區(qū)情況無需考慮。同理，對于下半橋臂，在ia<0期間，開關管S3一直處于關斷狀態(tài)，圖8（b）所示短路情況不會發(fā)生，則圖7（b）所示ia<0的死區(qū)情況無需考慮。上述分析可知，只需對ia>0期間O-N狀態(tài)切換和ia<0期間P-O狀態(tài)切換兩個開關過程插入死區(qū)時間并進行補償，因此使得復雜的死區(qū)情況得到簡化，補償難度大大降低。

圖7　死區(qū)情況下A相輸出電壓Fig.7　Output voltage of phase A with dead-time

圖8短路情況Fig.8　Short circuit conditions

圖7（a）所示，加入死區(qū)后實際輸出電壓比理想輸出電壓多輸出了Td時間的高電平。本文采取時間補償法[12]，通過改變開關管的實際導通時間，實現(xiàn)補償目的。如圖9所示，將S1的理想導通時間縮短Td，由信號的互補性，S3的開通時間就延長了Td，實現(xiàn)了電壓實際輸出值與參考值相等，補償后的實際輸出波形只是在相位上滯后了時間Td[13]。同理，可得出圖7（b）所示死區(qū)的補償方法。

圖9　補償原理Fig.9　Compensation principle

4　仿真結果

根據(jù)上述T型三電平逆變器控制策略，在Mat?lab環(huán)境下搭建了仿真模型，進行了仿真。仿真參數(shù)：直流側電壓Ud=800 V，分壓電容C1=C2=4 700 μf，開關頻率為9 kHz，輸出電壓頻率為50 Hz。

圖10所示為逆變器工作時單相4個開關管S1～S4的觸發(fā)脈沖圖。0為低電平關斷，1為高電平觸發(fā)?？煽闯觯琒1與S2處于互補間斷性工作，S3和S4只在輸出電流過零點附近高頻開斷，相比傳統(tǒng)的控制方法，有效降低了開關損耗。

圖10　單相開關管觸發(fā)脈沖Fig.10　Switch tube trigger pulse of single phase

圖11為死區(qū)補償前后仿真輸出的三相線電壓Uab波形和A相負載電流波形?？煽闯?，加入死區(qū)后，死區(qū)效應導致疊加后的三相線電壓波形嚴重畸變，相電流波形的總諧波畸變率THD（total har?monic distortion）增加，波形受到干擾。加入補償后，消除了電壓畸變，輸出電流波形的THD明顯降低，達到了補償目的，驗證了補償方法的有效性。

圖11　仿真波形Fig.11　Simulation waveforms

5　結語

本文分析了T型三電平逆變器的拓撲結構，并與二極管箝位型三電平拓撲結構進行了比較，得出了其拓撲結構的優(yōu)越性。在NPC型三電平PWM控制方法的基礎上，提出一種T型三電平控制方法，有效降低了開關損耗。對T型三電平死區(qū)效應特點進行了分析，提出了有效的死區(qū)補償方法。仿真結果驗證了上述控制方法的可行性與有效性，為T型三電平拓撲的應用奠定了基礎。

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PWM Control Strategy of T-type Three-level Topology

ZHENG Shicheng，PENG Bo，XU Liping
（1.School of Electrical and Information Engineering，Anhui University of Technology，Ma’anshan 243032，China）

The T-type three-level inverter topology is analyzed in this paper，and a three-level inverter PWM con?trol method based on the topology is presented.The method controls the switch state of the zero level according to the po?larity of the load current to realize the synthesis of output reference voltage vector.The characteristics and effects of the dead-time is analyzed.Conventional PWM control method with dead-time will cause four different kinds of phase volt?age distortion，but the application of control method presented make the complex voltage distortion more simple with two kinds of situations.The strategy of dead-time compensation is attained which reduces the output voltage distortion effectively.The results of simulation verify the feasibility and effectiveness of the control method.

T-type three-level；topology；space vector pulse width modulation（SVPWM）；dead-time compensation；power electronics

TM464

A

1003-8930（2016）02-0093-05

10.3969/j.issn.1003-8930.2016.02.015

鄭詩程（1972—），男，博士，教授，研究方向為電力電子功率變換技術、電力電子技術在新能源發(fā)電系統(tǒng)中的應用等。Email：zsc108@ahut.edu.cn

彭勃（1991—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子功率變換技術等。Email：pengbo1991@126.com

徐禮萍（1990—），女，碩士研究生，研究方向為電力電子功率變換技術等。Email：xuliping0921@163.com

2014-05-27；

2015-04-14

安徽省工業(yè)節(jié)電與電能質量控制協(xié)同創(chuàng)新中心開放課題基金資助（KFKT201407）