開(kāi)繞組電機(jī)驅(qū)動(dòng)用雙三電平逆變器的共模電壓差抑制

尹靖元　金新民　楊　捷　李金科　曹天植

(1.中國(guó)科學(xué)院電工研究所　北京　100190 2.北京交通大學(xué)國(guó)家能源主動(dòng)配電網(wǎng)技術(shù)研發(fā)中心　北京　100044 3.華北電力科學(xué)研究院有限責(zé)任公司　北京　100086)

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開(kāi)繞組電機(jī)驅(qū)動(dòng)用雙三電平逆變器的共模電壓差抑制

尹靖元1金新民2楊捷2李金科2曹天植3

(1.中國(guó)科學(xué)院電工研究所北京100190 2.北京交通大學(xué)國(guó)家能源主動(dòng)配電網(wǎng)技術(shù)研發(fā)中心北京100044 3.華北電力科學(xué)研究院有限責(zé)任公司北京100086)

開(kāi)繞組電機(jī)驅(qū)動(dòng)用雙三電平逆變器拓?fù)湓谥袎捍蠊β首冾l驅(qū)動(dòng)領(lǐng)域具有較好的優(yōu)勢(shì)。針對(duì)共直流源的開(kāi)繞組拓?fù)涔材ｋ妷翰钜种频膯?wèn)題，提出了一種基于零序注入的SPWM調(diào)制策略，將兩組逆變器的調(diào)制矢量互差120°后分別注入幅值相同的三次零序電壓，保證系統(tǒng)任意時(shí)刻的低頻和高頻共模電壓差均為零。在此基礎(chǔ)上為了解決中點(diǎn)電壓脈動(dòng)問(wèn)題，需要進(jìn)一步的零序電壓注入，同時(shí)不影響系統(tǒng)共模電壓差抑制。文中通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)證明了該調(diào)制策略的可行性和有效性。

開(kāi)繞組電機(jī)雙三電平逆變器共模電壓差零序注入中點(diǎn)平衡

0　引言

結(jié)合脈寬調(diào)制的多電平技術(shù)已經(jīng)被廣泛地應(yīng)用于中高壓大功率變換器中，并在輸配電網(wǎng)、交通運(yùn)輸和新能源等領(lǐng)域得到了迅速的推廣[1，2]。在高壓大功率場(chǎng)合經(jīng)常采用H橋級(jí)聯(lián)型逆變器拓?fù)?，但?duì)于同樣電壓等級(jí)和同樣單管耐壓等級(jí)，需要串聯(lián)的器件數(shù)量較多，同時(shí)需要結(jié)構(gòu)復(fù)雜的曲折變壓器。為了解決上述問(wèn)題，一種驅(qū)動(dòng)開(kāi)繞組電機(jī)的雙端逆變器供電的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)被提出，該拓?fù)鋵㈦姍C(jī)的定子繞組打開(kāi)，由兩組逆變器分別供電。

開(kāi)繞組電機(jī)已經(jīng)被廣泛地應(yīng)用在電機(jī)驅(qū)動(dòng)領(lǐng)域。早期關(guān)注點(diǎn)主要在于開(kāi)繞組拓?fù)淞己玫娜蒎e(cuò)能力[3，4]。隨著研究的進(jìn)一步深入，開(kāi)繞組拓?fù)湓谄渌矫娴膬?yōu)勢(shì)也逐漸呈現(xiàn)出來(lái)，例如在多電平驅(qū)動(dòng)中，同等電平條件下其拓?fù)涞膹?fù)雜程度得到明顯的降低[5]；同電動(dòng)機(jī)采用三角形聯(lián)結(jié)方式比較，在相同開(kāi)關(guān)器件條件下可提升功率等級(jí)；同電動(dòng)機(jī)采用星形聯(lián)結(jié)方式比較，在相同電壓等級(jí)條件下，可以降低器件耐壓程度，或者說(shuō)在相同開(kāi)關(guān)器件條件下提升電機(jī)電壓等級(jí)，實(shí)現(xiàn)中壓電機(jī)的驅(qū)動(dòng)[6]；同時(shí)開(kāi)繞組拓?fù)湓陔妱?dòng)汽車(chē)領(lǐng)域和光伏發(fā)電領(lǐng)域都有其應(yīng)用的空間[7，8]。

采用兩組獨(dú)立直流電源的雙逆變器拓?fù)湓谙嗤β实燃?jí)、相同電平數(shù)條件下，可以降低系統(tǒng)成本，如圖1a所示。圖1a拓?fù)淇梢援a(chǎn)生線電壓九電平的PWM波，但是同傳統(tǒng)NPC五電平拓?fù)湎啾容^，鉗位二極管的數(shù)量明顯減少，對(duì)中點(diǎn)平衡控制相對(duì)簡(jiǎn)單，通過(guò)調(diào)制波與載波的配合可以等效提升系統(tǒng)開(kāi)關(guān)頻率，在高基波頻率下有較為明顯的優(yōu)勢(shì)。該系統(tǒng)由于沒(méi)有零序通路，使得其不存在零序電流，但是需要提供獨(dú)立的直流電源。

圖1　開(kāi)繞組電機(jī)雙逆變器拓?fù)銯ig.1　Topology of open-end winding motor with dual converter

另一方面，共直流電源的開(kāi)繞組拓?fù)湟灿衅洫?dú)特的優(yōu)勢(shì)，如圖1b所示。同獨(dú)立直流源比較省略了一組直流源，變壓器結(jié)構(gòu)也更為簡(jiǎn)單，在功率等級(jí)要求不高但為提升效率成本而又要求中壓電機(jī)時(shí)，單直流電源是一種較好的解決方案，并且該拓?fù)渚邆淞己玫娜蒎e(cuò)能力[9]，本文針對(duì)圖1b拓?fù)湔归_(kāi)研究。圖1b共直流源拓需要解決系統(tǒng)零序電流問(wèn)題，因?yàn)榱阈蛲返拇嬖谑沟孟到y(tǒng)必須具備抑制零序電流的能力，才能在保證波形質(zhì)量的同時(shí)防止電機(jī)飽和；同時(shí)該拓?fù)溥€需要解決中點(diǎn)平衡問(wèn)題，保證在中點(diǎn)電位平衡條件下系統(tǒng)仍沒(méi)有零序電流。

文獻(xiàn)[10，11]給出了開(kāi)繞組兩電平的共模電壓差抑制方法，其可以作為三電平共模電壓差抑制的基礎(chǔ)；文獻(xiàn)[12]通過(guò)對(duì)三電平開(kāi)繞組合成矢量劃分，采用無(wú)共模電壓差的矢量合成最終給定矢量，起到對(duì)零序電流的抑制作用，但其沒(méi)有從調(diào)制波角度分析兩組逆變器對(duì)合成共模電壓差的影響，同時(shí)該控制方法計(jì)算量較為復(fù)雜；文獻(xiàn)[13]給出了抑制共模電壓條件下的中點(diǎn)平衡方法，其思路來(lái)源于文獻(xiàn)[12]，且無(wú)法滿足單周期內(nèi)對(duì)中點(diǎn)平衡的抑制。本文提出基于零序注入的抑制共模電壓差調(diào)制方法，通過(guò)調(diào)節(jié)兩組逆變器的基波電壓和零序電壓，實(shí)現(xiàn)對(duì)系統(tǒng)高頻和低頻共模電壓差的完全抑制；通過(guò)分析兩組逆變器對(duì)中點(diǎn)電位的影響，給出在無(wú)共模電壓差條件下中點(diǎn)平衡的控制方法。最后仿真和實(shí)驗(yàn)表明了該調(diào)制策略的有效性。

1　雙逆變器拓?fù)涔材ｋ妷翰畹囊种?/h2>

1.1開(kāi)繞組永磁同步電機(jī)數(shù)學(xué)模型

為了簡(jiǎn)化分析，對(duì)永磁同步電機(jī)模型進(jìn)行如下假設(shè)：①忽略電機(jī)磁路飽和；②認(rèn)為磁路線性；③忽略磁滯和渦流效應(yīng)；④三相對(duì)稱(chēng)平衡系統(tǒng)。此時(shí)永磁同步電機(jī)數(shù)學(xué)模型可表示為[14，15]

(1)

式中，va、vb、vc為電機(jī)輸出端電壓；Rs為定子繞組等效電阻；ia、ib、ic為相電流；La～Lc為繞組漏感；ea～ec為永磁電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)；方程vA1～vC1和vA2～vC2分別為兩組逆變器1和2的端電壓。

將式(1)轉(zhuǎn)變?yōu)橥叫D(zhuǎn)坐標(biāo)系為

(2)

式中，ed=-ωeLqiq，eq=ωeLdid+ωeψf，vd、vq為電機(jī)端電壓d、q軸分量；id、iq為定子電流d、q軸分量；Ld、Lq為分別為d、q軸同步電感；ωe電角速度；ψf轉(zhuǎn)子磁鏈；不考慮電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)零序電壓e0=0，voffset1和voffset2為逆變器1和2的零序電壓(或是共模電壓)。在兩項(xiàng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下等效電路如圖2所示。

圖2　兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下等效電路Fig.2　Rotating coordinate equivalent circuits

1.2雙逆變器拓?fù)淇臻g矢量合成

圖3　雙逆變器空間矢量圖Fig.3　Space vector diagram of the dual converter

1.3共模電壓差的抑制

針對(duì)共直流源的開(kāi)繞組拓?fù)涫紫刃枰鉀Q的是對(duì)系統(tǒng)共模電壓差的抑制，因?yàn)榱阈蛲返拇嬖诠材ｋ妷簳?huì)在三相中產(chǎn)生零序電流，對(duì)電機(jī)自身產(chǎn)生影響。

對(duì)于雙逆變器的開(kāi)繞組結(jié)構(gòu)，每組逆變器產(chǎn)生共模電壓為

(3)

考慮開(kāi)關(guān)函數(shù)作用，系統(tǒng)共模電壓差可以化簡(jiǎn)為

vCM=voffset1-voffset2

(4)

不同的開(kāi)關(guān)狀態(tài)構(gòu)成不同的共模電壓見(jiàn)表1[16]。

表1　逆變器1和逆變器2共模電壓Tab.1　Common mode voltage of two converter

以圖2c為例，不考慮電機(jī)中的零序電壓，那么變流器產(chǎn)生的三次諧波是系統(tǒng)的零序電流的來(lái)源，如果逆變器的PWM波中不含有三次分量，系統(tǒng)中自然就不會(huì)產(chǎn)生零序電流。

首先考慮兩組逆變器分別采用SPWM，將合成矢量Vs按圖4a分解成大小相等、方向相反的正弦波，兩組逆變器各自矢量Vs1和Vs2不疊加三次零序分量，這樣圖2c中voffset1和voffset2的三倍基波幅值分別為零，則系統(tǒng)中不含有零序電壓。由于沒(méi)有通過(guò)注入零序電壓來(lái)提高直流電壓利用率，此時(shí)合成矢量Vs峰值電壓最大可以達(dá)到Vdc。采用兩組逆變器調(diào)制矢量差180°無(wú)零序注入的方式盡管保證了三倍基波頻率幅值為零，但是零序電壓的高頻分量無(wú)法完全抑制為零。圖6a給出了兩組逆變器一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的載波與調(diào)制波比較，這里兩組逆變器的載波采用同相層疊方式(PD-SPWM，保證相電壓開(kāi)關(guān)周期內(nèi)有兩次電平跳變，等效提高開(kāi)關(guān)頻率一倍)。通過(guò)圖6a可以看出開(kāi)關(guān)周期內(nèi)有部分矢量構(gòu)成是無(wú)法完全消除共模電壓的，如起始矢量OON、NNO對(duì)應(yīng)系統(tǒng)共模電壓差為-Vdc/6，說(shuō)明此時(shí)系統(tǒng)共模電壓差具有高頻分量，但在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)累積相加共模電壓差為零，保證了低頻分量為零。

圖4　兩組逆變器空間矢量Fig.4　Voltage space vectors of the individual converter

圖5　無(wú)共模電壓差空間矢量圖Fig.5　Space vectors diagram with no differential value of common mode voltage

上面提到將兩組逆變器矢量互差180°，因?yàn)楦髯哉{(diào)制波中沒(méi)有零序電壓，所以系統(tǒng)中沒(méi)有零序激勵(lì)源。但從具體的開(kāi)關(guān)順序分析可以看出，標(biāo)紅加粗的開(kāi)關(guān)序列時(shí)刻系統(tǒng)中是有高頻共模電壓差的，換句話說(shuō)系統(tǒng)中是沒(méi)有三倍頻的低頻共模電壓差但高頻分量無(wú)法避免。如果采用基于零序注入的正弦波盡管含有三倍的分量，但如果兩組逆變器調(diào)制波基波相差120°后(圖4b所示)，各自逆變器的零序分量能夠相互抵消，同樣可以起到對(duì)低頻共模電壓差抑制的作用，但是對(duì)高頻分量是否有抑制作用需要從單位開(kāi)關(guān)周期分析。按照?qǐng)D4b所示，逆變器1矢量Vs1滯后逆變器Vs2120°，仍然滿足矢量關(guān)系Vs=Vs1-Vs2，此時(shí)兩組逆變器調(diào)制波分別疊加voffset1和voffset2的零序電壓分量，其中

(5)

其中，min1和min2表示兩組逆變器三相調(diào)制波電壓最小值，max1和max2表示最大值。由于Vs1滯后Vs2120°，將Vs1和Vs2分解到三相坐標(biāo)系下任意時(shí)刻瞬時(shí)值有vA1=vB2，vB1=vC2，vC1=vA2，所以min1=min2，max1=max2，式(5)中voffset1=voffset2，疊加零序分量后，新的三相調(diào)制波為

(6)

圖6　消除共模電壓矢量順序圖Fig.6　Vectors sequence diagram with the elimination for the differential value of CM voltage

上述分析可以看出，采用兩組逆變器調(diào)制波互差120°條件下進(jìn)行零序注入的方法不僅實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)低頻共模電壓差的抑制，同時(shí)保證了在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)任意時(shí)刻均由無(wú)共模電壓差的最近三矢量構(gòu)成，實(shí)現(xiàn)了高頻低頻的完全抑制。盡管對(duì)調(diào)制波進(jìn)行了零序注入，但由于角度互差120°所以對(duì)于直流電壓利用率仍為100%，合成矢量電壓峰值最大可以達(dá)到Vdc。

2　基于零序注入的中點(diǎn)平衡

中點(diǎn)平衡是開(kāi)繞組拓?fù)湫枰鉀Q的傳統(tǒng)問(wèn)題，但由于采用共直流電壓拓?fù)?，如何保證在調(diào)節(jié)中點(diǎn)電位的同時(shí)仍然保證系統(tǒng)共模電壓差為零是下面需要解決的問(wèn)題。

仍然以圖6b順序?yàn)槔?，矢量為冗余矢量，分別由作用在開(kāi)關(guān)周期的起始矢量OON、NOO和位于中間的PPO、OPP構(gòu)成。由于其他矢量無(wú)法對(duì)中點(diǎn)電位進(jìn)行調(diào)節(jié)，所以只需要關(guān)心這對(duì)冗余矢量對(duì)中點(diǎn)電壓偏移的影響即可，圖7給出了冗余矢量對(duì)中點(diǎn)電位的影響。其中OON、NOO狀態(tài)作用時(shí)，A、C相負(fù)載分別接到直流側(cè)的中點(diǎn)和負(fù)母線之間，B相負(fù)載被短路，此時(shí)中點(diǎn)電流iZ流出中點(diǎn)使得vC2電壓下降，中點(diǎn)電位下降；當(dāng)PPO、OPP作用時(shí)，A、C相負(fù)載分別接到直流側(cè)的正母線和中點(diǎn)之間，B相負(fù)載被短路，此時(shí)中點(diǎn)電流iZ流入中點(diǎn)使得vC1電壓下降，中點(diǎn)電位升高。說(shuō)明這兩對(duì)冗余矢量對(duì)中點(diǎn)偏移影響起到相反的作用，可以通過(guò)進(jìn)一步的零序注入來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)中點(diǎn)電位調(diào)節(jié)。

圖7　冗余小矢量對(duì)中點(diǎn)電位的影響Fig.7　Redundant vector impact on the neutral point

圖8　零序電壓voffset3對(duì)中點(diǎn)電位的影響Fig.8　Zero sequence voltage impact on the neutral point

圖8給出了開(kāi)關(guān)周期零序電壓對(duì)中點(diǎn)電位的調(diào)節(jié)作用，虛線為初始調(diào)制波位置，實(shí)線為注入零序電壓后實(shí)際調(diào)制波位置，可以看出在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)通過(guò)計(jì)算得到需要調(diào)節(jié)的零序電壓voffset3，將其分別疊加在兩組逆變器各自電壓上，相當(dāng)于將兩組逆變器調(diào)制波同時(shí)上移(圖中所示)或下移，進(jìn)而來(lái)調(diào)節(jié)冗余矢量的在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的配比，起到對(duì)中點(diǎn)電位調(diào)節(jié)的作用。由于在合成電壓中逆變器1中的voffset3和逆變器2中的voffset3相互抵消，在調(diào)節(jié)中點(diǎn)平衡的同時(shí)不影響系統(tǒng)共模電壓差。

因此需要如何有效地計(jì)算出voffset3。單位開(kāi)關(guān)周期中由于只有O狀態(tài)產(chǎn)生中點(diǎn)電流，所以得到兩組逆變器三相調(diào)制波O狀態(tài)的占空比就可以得到開(kāi)關(guān)周期內(nèi)流入中點(diǎn)的平均電流inpav

(7)

式中，imax1′、imid1′、imin1′分別表示max1′、mid1′、min1′對(duì)應(yīng)相流入變流器的電流，同理imax2′、imid2′、imin2′；max1′、mid1′、min1′和max2′、mid2′、min2′為逆變器1和2調(diào)制波在疊加voffset3后的最大值、中間值和最小值。需要注意的是，由于兩組逆變器采樣同一負(fù)載電流，而負(fù)載電流對(duì)兩組逆變器中點(diǎn)電位影響作用剛好相反，所以逆變器2的電流采樣要在逆變器1電流基礎(chǔ)上符號(hào)取反。而max1′、mid1′、min1′和max2′、mid2′、min2′的關(guān)系為

(8)

式中，max1*、mid1*、min1*和max2*、mid2*、min2*為逆變器1和2調(diào)制波在疊加voffset1和voffset2后的最大值、中間值和最小值?；?jiǎn)得到流入中點(diǎn)的開(kāi)關(guān)周期平均中點(diǎn)電流inpav，可以寫(xiě)為

(9)

式中，s的取值范圍參照文獻(xiàn)[17，18]，這里不做詳解。假設(shè)上、下電容不平衡壓差為ΔV，上、下組電容的容值為C，開(kāi)關(guān)頻率為f，若在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)需要消除不平衡壓差，即

(10)

將式(9)代入式(10)可以得到調(diào)節(jié)中點(diǎn)平衡所需注入的零序分量大小。

(11)

式中各變量的值為

(12)

3　仿真和實(shí)驗(yàn)

使用Matlab-Simulink對(duì)開(kāi)繞組電機(jī)雙三電平逆變器進(jìn)行了建模仿真。其中開(kāi)繞組永磁電機(jī)和變流器的建模參數(shù)按照表2選取，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)按圖1b所示。

表2　開(kāi)繞組永磁電機(jī)參數(shù)Tab.2　Parameters of open-end PMSG

圖9　雙逆變器開(kāi)繞組永磁電機(jī)控制框圖Fig.9　Block diagram of open-end PMSG with dual converter

(13)

(14)

圖10給出了兩組逆變器調(diào)制矢量互差180°條件下SPWM的仿真波形，可以看出系統(tǒng)共模電壓差具有高頻含量，盡管理論上不存在低頻的三次基波含量，但是高頻含量會(huì)造成系統(tǒng)中零序電流的存在，并且由于開(kāi)關(guān)延遲，死區(qū)時(shí)間等原因進(jìn)行誤差累積使得零序電流逐步增加，圖9中零序電流幅值可以達(dá)到6 A，機(jī)側(cè)電流出現(xiàn)直流偏置，使電機(jī)產(chǎn)生磁飽和。

圖10　互差180°無(wú)零序注入SPWM仿真波形Fig.10　Simulation waveforms of no zero sequence injection with the 180° angle difference

圖11　互差120°零序注入SPWM仿真波形Fig.11　Simulation waveforms of zero sequence injection with the 120° angle difference

圖11為兩組逆變器調(diào)制矢量采用互差120°下基于零序注入的SPWM調(diào)制方式的仿真波形。圖11a中在t0時(shí)刻之前，系統(tǒng)沒(méi)有高頻和低頻的共模電壓差，自然三相電流中不會(huì)存在零序電流，機(jī)側(cè)電流也不會(huì)出現(xiàn)直流偏置的現(xiàn)象。在t0之后，加入了中點(diǎn)平衡控制，使得上下組直流電壓vC1、vC2趨于平衡，不再出現(xiàn)低頻脈動(dòng)；而在加入中點(diǎn)平衡控制后，系統(tǒng)共模電壓差也沒(méi)有因此而發(fā)生變化，仍然時(shí)刻保持為零，驗(yàn)證了該控制方法在可以實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位調(diào)節(jié)的同時(shí)對(duì)系統(tǒng)高頻低頻的共模電壓差都起到了很好的抑制作用。圖11b為直流母線在300 V條件下的機(jī)側(cè)端電壓波形，影響機(jī)側(cè)電流的變流器電壓是由逆變器1和逆變器2同時(shí)作用而成的，所以vA1B1-vA2B2呈現(xiàn)出九電平模式，此時(shí)系統(tǒng)工作在圖5中滿調(diào)制區(qū)域，既說(shuō)明了開(kāi)繞組拓?fù)湓谥绷麟妷豪寐噬系膬?yōu)勢(shì)，又可以等效實(shí)現(xiàn)多電平模式。圖11c為直流電壓600 V時(shí)機(jī)側(cè)端電壓波形，此時(shí)系統(tǒng)調(diào)制度低，系統(tǒng)工作在圖5的內(nèi)扇區(qū)內(nèi)，合成線電壓vA1B1-vA2B2退回到五電平模式。

為了進(jìn)一步驗(yàn)證調(diào)制方法的正確，搭建了表2中10 kW的開(kāi)繞組電機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，所有參數(shù)同仿真條件一樣。實(shí)驗(yàn)采用文中所述抑制共模電壓差的調(diào)制方法，t0時(shí)刻不加入中點(diǎn)平衡控制，上下兩組直流電壓不平衡同時(shí)具有較大三次脈動(dòng)，t1時(shí)刻再次加入中點(diǎn)平衡控制，中點(diǎn)電位回歸平衡。在中點(diǎn)控制切換過(guò)程中機(jī)側(cè)電流的零序含量得到抑制，且無(wú)直流偏置現(xiàn)象，進(jìn)一步說(shuō)明該調(diào)制方法的正確性。

圖12　互差120°零序注入SPWM實(shí)驗(yàn)波形Fig.12　Experimental waveforms of zero sequence injection with the 120° angle difference

4　結(jié)論

開(kāi)繞組電機(jī)驅(qū)動(dòng)用雙三電平逆變器拓?fù)湓谥袎捍蠊β示哂辛己玫膽?yīng)用前景，而本文針對(duì)共直流源的開(kāi)繞組拓?fù)涮岢隽藢?duì)其共模電壓差抑制的調(diào)制方法。

文中通過(guò)分析開(kāi)繞組電機(jī)數(shù)學(xué)模型，得出產(chǎn)生共模電壓差的激勵(lì)源。針對(duì)此共模電壓差，本文提出了基于零序注入的SPWM調(diào)制算法，讓兩組逆變器調(diào)制矢量幅值相等，空間角度相差120°，并在此基礎(chǔ)上分別注入相同幅值的三次零序分量，保證對(duì)系統(tǒng)低頻共模電壓差抑制的同時(shí)也消除了開(kāi)關(guān)周期內(nèi)任意時(shí)刻的高頻共模電壓差。

為了解決中點(diǎn)電位平衡問(wèn)題，本文在上述共模電壓差抑制的基礎(chǔ)進(jìn)一步通過(guò)等幅值的零序電壓注入，實(shí)現(xiàn)了在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)對(duì)中點(diǎn)平衡的控制作用，同時(shí)不會(huì)產(chǎn)生低頻和高頻的共模電壓差，保證了機(jī)側(cè)電流不會(huì)因零序分量造成諧波含量高、直流偏置等現(xiàn)象。最后仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該調(diào)制策略對(duì)系統(tǒng)共模電壓差抑制、中點(diǎn)平衡控制的有效性，進(jìn)一步說(shuō)明了開(kāi)繞組電機(jī)雙三電平結(jié)構(gòu)的拓?fù)湓谥袎憾嚯娖筋I(lǐng)域的優(yōu)勢(shì)。

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The Differential Common Mode Voltage Elimination of Dual Three-Level Converter for Open-End Winding Motor Drives

Yin Jingyuan1Jin Xinmin2Yang Jie2Li Jinke2Cao Tianzhi3

(1.The Institute of Electrical Engineering Chinese Academy of SciencesBeijing100190China 2.National Active Distribution Network Technology Research Center (NANTEC)Beijing Jiaotong UniversityBeijing100044China 3.North China Electric Power Research Institute Company LimitedBeijing100045China)

The topology of the dual three-level converter for the open-end winding motor reflects a better advantage in the medium voltage high power field for AC drives.For the problem of the common mode voltage elimination with the one DC source open-end topology，a sinusoidal pulse width modulation (SPWM) modulation strategy with zero sequence injection is proposed.Two converters’ modulation vectors are injected into the zero sequence voltage with the same magnitude and 120° angle difference，which ensures that the low and high frequency common-mode (CM) differential value is zero at any time.On this basis，in order to solve the neutral point voltage ripple，further zero sequence voltage injection is needed for the neutral point control with no effect on the differential value of CM suppression.Simulation and experimental results confirm the feasibility and validity of this modulation strategy.

Open-end winding motor，dual three-level converter，differential value of CM voltage，zero sequence injection，neutral point balance

2014-10-30改稿日期2015-04-21

TM464

尹靖元男，1987年生，博士，助理研究員，研究方向?yàn)樾履茉窗l(fā)電并網(wǎng)技術(shù)、大功率電機(jī)驅(qū)動(dòng)技術(shù)。

E-mail：yinjingyuan@mail.iee.ac.cn(通信作者)

金新民男，1950年生，博士，教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。

E-mail：jinxm@bjtu.edu.cn