基于動態(tài)偏置分配PD-PWM的變橋臂換流器子單元電容均壓策略

朱　晉　韋統(tǒng)振　霍群?！顣缘ぁ№n立博

(中國科學(xué)院電工研究所　北京　100190)

?

基于動態(tài)偏置分配PD-PWM的變橋臂換流器子單元電容均壓策略

朱晉韋統(tǒng)振霍群海楊曉丹韓立博

(中國科學(xué)院電工研究所北京100190)

變橋臂多電平變流拓?fù)?A2MC)是一類采用全橋子單元級聯(lián)結(jié)構(gòu)和IGBT串聯(lián)型導(dǎo)向開關(guān)結(jié)構(gòu)相結(jié)合的新型多電平變流器拓?fù)洹ａ槍ζ淙珮蜃訂卧壜?lián)結(jié)構(gòu)電容電壓均衡的問題，提出了一種新型簡單有效的PD-PWM橋臂調(diào)制方法。與傳統(tǒng)的調(diào)制策略相比，該調(diào)制方法更容易實(shí)現(xiàn)，具備更好的動態(tài)特性，并且大幅降低計(jì)算時間，該調(diào)制策略在各類全橋子單元級聯(lián)結(jié)構(gòu)中具備強(qiáng)可移植性。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了這種新型調(diào)制策略的簡單性和有效性。

全橋子單元變橋臂多載波調(diào)制策略動態(tài)載波偏置分配

0　引言

柔性直流輸電技術(shù)(Voltoge Source Converter-High Voltage DC，VSC-HVDC)由于其特有的優(yōu)勢，引起了眾多學(xué)者的廣泛關(guān)注[1-3]?；贛MC結(jié)構(gòu)的變流拓?fù)湓谑澜缟隙鄠€工程中得到了實(shí)際應(yīng)用，各類文獻(xiàn)也不斷地提出了各種新型拓?fù)渑c控制策略[5-18]。

阿爾斯通公司提出的變橋臂多電平變流拓?fù)?Alternate-Arm Multi-Level Converter，A2MC)結(jié)構(gòu)由于其獨(dú)有的優(yōu)勢受到廣泛關(guān)注[11，12]，由于采用了獨(dú)特的變橋臂變流方案，相對于半橋型模塊化多電平換流器(Half bridge sub-Modular Multilevel Converter，H-MMC)，其子單元數(shù)量最多可減少一半，在成本降低的同時，具備了直流側(cè)故障隔離能力。文獻(xiàn)[11，12]提出一種全橋變橋臂變流拓?fù)?Full-bridge Alternate-Arm Voltage Source Converter，F(xiàn)A2MC)，如圖1所示，該結(jié)構(gòu)直流母線電壓等級和子單元級聯(lián)模塊數(shù)量降為A2MC結(jié)構(gòu)的一半，半橋型MMC(H-MMC)結(jié)構(gòu)的四分之一，同時延續(xù)了變橋臂結(jié)構(gòu)損耗低并且具備了直流側(cè)故障隔離能力的優(yōu)勢。

目前，已有較多文獻(xiàn)針對MMC結(jié)構(gòu)控制策略進(jìn)行了廣泛的研究，對變橋臂拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的調(diào)制策略設(shè)計(jì)具有一定的參考性。文獻(xiàn)[13]采用了載波移相控制策略，然而當(dāng)這種策略應(yīng)用于多子單元結(jié)構(gòu)時，為了平衡子單元電容電壓，每個子單元需要獨(dú)立的PI模塊控制其參考波電壓偏置。當(dāng)子模塊數(shù)較多時，將大大增加控制系統(tǒng)的復(fù)雜度[14]。并且由于無法使每相子單元數(shù)量保持為n，導(dǎo)致各相環(huán)流較大，需要增加緩沖電感[15]。文獻(xiàn)[16，17]采用了預(yù)測控制策略，能夠在保證子單元電壓均衡的同時有效抑制環(huán)流，但是由于預(yù)測控制計(jì)算量較大，不適用于子單元數(shù)量成百上千的直流輸電變電站。文獻(xiàn)[18-20]采用了階梯波調(diào)制方法，以及改進(jìn)的電平逼近調(diào)制策略，控制策略較為簡單，但是大量子單元電容電壓排序問題大幅增大了控制器的負(fù)擔(dān)，成為了一個亟待解決的問題。

文獻(xiàn)[21]提出一種循環(huán)分配載波偏置的多載波(Phase-Disposition Pulse Width Modulation，PD-PWM)調(diào)制策略，能夠在對稱穩(wěn)態(tài)條件下均衡各子單元電壓，但是不具備容錯機(jī)制和快速糾錯能力。文獻(xiàn)[22]提出一種基于選擇性循環(huán)多載波調(diào)制策略，充分利用FPGA并行計(jì)算的優(yōu)點(diǎn)，大幅節(jié)省了CPU計(jì)算時間，從而減少了控制延遲誤差。然而文獻(xiàn)[22]提出的調(diào)制策略僅適用于半橋子單元的MMC結(jié)構(gòu)。當(dāng)這種單參考波的調(diào)制策略應(yīng)用于基于H全橋子單元的變橋臂模塊化多電平結(jié)構(gòu)時，每個全橋子單元僅能輸出+Vc和-Vc兩種電平，缺少了輸出0電平的自由度，使得整個級聯(lián)閥組輸出電平數(shù)少，控制自由度降低，輸出交流諧波含量大。

與文獻(xiàn)[22]中用于半橋型MMC的調(diào)制策略相比，本文在FA2MC結(jié)構(gòu)基本閥控策略的基礎(chǔ)上，重點(diǎn)分析了單極性多載波全橋子單元級聯(lián)結(jié)構(gòu)的子單元電容電壓波動規(guī)律與載波分配關(guān)系。既能充分利用了全橋子單元輸出三個自由度的優(yōu)點(diǎn)，使輸出電壓電平數(shù)更多，又能在各電容參數(shù)不對稱的情況下也同樣具備子單元電容電壓均衡能力和較強(qiáng)的抗干擾能力。并以文獻(xiàn)[11，12]中所提出的全橋型變橋臂拓?fù)錇閷ο?，系統(tǒng)闡述了該調(diào)制策略的原理，仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該調(diào)制策略的簡單高效。

1　FA2MC結(jié)構(gòu)與工作原理

圖1a所示的系統(tǒng)單相變流拓?fù)渲饕譃槿糠郑杭壜?lián)閥組部分、緩沖電感和波形導(dǎo)向部分。

圖1　FA2MC單相變流原理圖Fig.1　Single phase converter of FA2MC

當(dāng)圖1中的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)輸出正弦交流電壓時，其波形導(dǎo)向部分S1～S4開關(guān)組合兩端需要輸出如圖2所示的Uds電壓波形，表達(dá)式為

(1)

式中，Uds為正弦半波波形，然后通過S1～S4的導(dǎo)向作用，使交流側(cè)輸出正弦波形，S1～S4開通關(guān)斷均處于零電壓環(huán)境，并且切換頻率為100 Hz，有效降低開關(guān)損耗。忽略緩沖電感上的壓降，則級聯(lián)閥組部分Ucs輸出電壓波形表達(dá)式為

(2)

其波形如圖2c所示。根據(jù)文獻(xiàn)[26]中的推導(dǎo)，橋臂上的級聯(lián)閥組每半個周期內(nèi)的能量是否平衡與流過級聯(lián)閥組的電流無關(guān)，只需要Udc與Uac滿足

(3)

圖2　單相逆變拓?fù)漭敵鼋涣麟妷簳r對應(yīng)波形Fig.2　Waveforms of single phase inverter

2　選擇性排序多載波調(diào)制策略

2.1基于傳統(tǒng)多載波PD-PWM的調(diào)制策略

根據(jù)上述工作原理，為了充分利用全橋子單元的三種輸出電平優(yōu)勢，本文采用類似單極性級聯(lián)型PWM調(diào)制方法中的雙參考波產(chǎn)生策略。

在橋臂接收到變流站站控核心控制器輸出的單相交流電壓指令后，根據(jù)第1節(jié)的工作原理，如果逆變輸出正弦交流電壓，橋臂級聯(lián)閥組就應(yīng)該輸出如圖2c中所示電壓波形，因此，橋臂級聯(lián)閥組的兩組調(diào)制波utz1、utz2與站控核心控制單元輸出的交流電壓Uac指令關(guān)系如圖3所示。調(diào)制波1與調(diào)制波2的表達(dá)式為

(4)

(5)

式中，Umax為多載波中偏置最大的載波波動峰值；Umin為多載波中偏置最小的載波波動谷值，上述表達(dá)式將根據(jù)Udc與uac計(jì)算出的雙調(diào)制波波動范圍與多載波波動范圍相匹配。

雙調(diào)制波多載波調(diào)制方法的工作原理如下：

圖3　交流電壓參考指令與級聯(lián)閥組雙參考波Fig.3　Reference voltage of AC side and cascade valve group

以子單元1對應(yīng)的載波1為例進(jìn)行說明，其輸出電平與調(diào)制策略的關(guān)系見表1。

表1　子單元輸出電平Tab.1　Output level of SM

上述雙調(diào)制波策略能夠在采用PD-PWM多載波的同時，充分發(fā)揮H全橋子模塊三個電平輸出自由度的優(yōu)勢，并且無需每個周期計(jì)算輸出零電平的子單元數(shù)。但是如何引入子單元電容電壓均衡策略是模塊化多電平變流拓?fù)洳捎肞D-PWM時的一大難點(diǎn)。

如圖3b和表1所示，由于各子單元對應(yīng)載波位置的固定及其偏置量的不同，導(dǎo)致各子單元在一個調(diào)制波周期內(nèi)接入電路充放電的時間必然不等。因此造成了各子單元電容電壓的不均等，這也是傳統(tǒng)多載波PD-PWM調(diào)制策略通常僅適用于具備獨(dú)立直流電源的全橋結(jié)構(gòu)的原因。

2.2基于循環(huán)載波偏置PD-PWM的調(diào)制策略

與傳統(tǒng)多載波PD-PWM相比，循環(huán)載波偏置PD-PWM在每個載波周期開始時對各子單元載波偏置進(jìn)行變更。如圖4所示，子單元1對應(yīng)載波(zb1)第一載波周期時偏置為0，第二載波周期時偏置為2，以此類推。當(dāng)頻率足夠高時，這種調(diào)制策略能夠使一個周期內(nèi)充放電功率在各子單元盡可能均分。但是，由于其分配策略和循環(huán)方式已經(jīng)固定，該調(diào)制方法并不具備根據(jù)子單元電容電壓實(shí)時情況調(diào)整功率分配的能力，因此也無法對子單元電容電壓實(shí)現(xiàn)動態(tài)閉環(huán)均衡，同時也無法適用于當(dāng)子單元電容參數(shù)存在差異的實(shí)際工況。

圖4　循環(huán)載波偏置PD-PWM載波分配示意圖Fig.4　Schematic diagram of PD-PWM carrier allocation for cyclic carrier offset

2.3動態(tài)載波偏置型PD-PWM調(diào)制策略

假設(shè)調(diào)制比為1，采用上一小節(jié)的雙調(diào)制波產(chǎn)生方法之后，產(chǎn)生了tz1和tz2兩路調(diào)制信號如圖5所示。在半個交流周期中，根據(jù)兩組調(diào)制波的大小將其按照時間刻度分為兩個部分：區(qū)域1和區(qū)域2。

圖5　半個周期內(nèi)載波調(diào)制波坐標(biāo)圖區(qū)域劃分Fig.5　Region division of the carrier modulated wave in half cycle

圖5的區(qū)域1中，utz1utz2。假設(shè)閥組級聯(lián)子單元數(shù)量為N，可將圖5所示的坐標(biāo)圖按照縱坐標(biāo)也分為N個區(qū)域。

本文中閥組級聯(lián)子單元數(shù)量為5，因此將縱坐標(biāo)分為Ⅰ-Ⅳ五個區(qū)間。疊加了bias 1信號的三角載波在縱坐標(biāo)Ⅰ區(qū)間波動，疊加了bias 2信號的三角載波在縱坐標(biāo)Ⅱ區(qū)間波動，以此類推。

根據(jù)表1所述的調(diào)制方法，各子單元調(diào)制真值表與調(diào)制波tz1落在的區(qū)域關(guān)系見表2。

表2　各載波偏置對應(yīng)子單元輸出開關(guān)信號Tab.2　Output switching signal of corresponding carrier offset of each SM output switching signal

例如區(qū)域1中，tz1落在I時，bias 1對應(yīng)子單元輸出真值表為-1與0之間變化的PWM波(-P1)，bias 2～bias 4對應(yīng)子單元輸出-1，bias 5對應(yīng)子單元輸出真值表為0到-1之間變化的PWM波(-P5)。

根據(jù)表3所示，在區(qū)域1中，即utz1

在區(qū)域2中，即utz2

根據(jù)上述規(guī)律，結(jié)合電流方向，以子單元電容電壓充點(diǎn)或放電時間長短可將閥組劃分為以下兩種工況。

表3　工況分類Tab.3　Classification of working conditions

根據(jù)表3中的工況劃分，在每一個三角載波周期，可以采用以下步驟計(jì)算各子單元所應(yīng)該疊加的偏置信號：

(1)通過FPGA并行計(jì)算，選擇當(dāng)前時刻最大子單元電容電壓和最小子單元電容電壓。

(2)根據(jù)當(dāng)前實(shí)時檢測的電流和上級控制器(直流輸電變流站站控系統(tǒng))給出的調(diào)制信號，以及本文2.1節(jié)所述的雙調(diào)制波產(chǎn)生方法，判斷此時閥組處于表3中的哪種工況。

若處于工況Ⅰ，將最小電容電壓對應(yīng)子單元的載波信號疊加bias 3偏置信號。將最大電容電壓對應(yīng)子單元載波信號疊加bias 1或bias 5信號。其余子單元載波與其余偏置信號一一對應(yīng)，或按照文獻(xiàn)[21]中的LSM策略循環(huán)分配偏置信號，組成圖3所示的層疊多載波。

若處于工況Ⅱ，將最大電容電壓對應(yīng)子單元的載波信號疊加bias 3偏置信號。將最小電容電壓對應(yīng)子單元載波信號疊加bias 1或bias 5信號。其余子單元載波與其余偏置信號一一對應(yīng)，或按照文獻(xiàn)[21]中的LSM策略循環(huán)分配偏置信號，組成圖4所示的層疊多載波。整個閥組各子單元對應(yīng)載波產(chǎn)生辦法與調(diào)制波產(chǎn)生策略框圖如圖6所示。

圖6　調(diào)制策略總原理框圖Fig.6　General principle block diagram of modulation strategy

3　仿真與實(shí)驗(yàn)

本文在電磁暫態(tài)仿真軟件PSIM中搭建了FA2MC變流拓?fù)涞膯蜗嗄孀兡Ｐ?，根?jù)式(3)確定調(diào)制比，根據(jù)文獻(xiàn)[12]中推導(dǎo)的子單元電容參數(shù)選擇依據(jù)，選擇電容值，仿真參數(shù)見表4所示。

表4　仿真參數(shù)表Tab.4　Simulation parameters

載波頻率的選擇對均壓效果有顯著影響，然而，載波頻率升高將直接導(dǎo)致IGBT開關(guān)頻率升高，導(dǎo)致裝置損耗增大。本文在相同的載波頻率下，對幾種類型的PD-PWM進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)對比，各類載波偏置分配方法頻率均設(shè)置為2 kHz。

三個載波波動范圍分別為0～2，2～4，4～6，因此各載波對應(yīng)的偏置量應(yīng)該設(shè)為表5所示值。

表5　仿真中各載波偏置信號對應(yīng)的偏置值Tab.5　The offset value of each carrier signal in simulation

為了測試本文所述方法的動態(tài)電壓均衡特性，本文在子單元1的兩端并聯(lián)了100 Ω的電阻，在仿真的前0.3 s首先采用了類似文獻(xiàn)[21]中所述的LSM循環(huán)分配偏置策略，0.3 s時切換至本文所述的調(diào)制策略，圖7為仿真結(jié)果。圖7a為各個子單元電容電壓波形，圖7b和圖7c為切換前后的逆變器輸出電流波形。

圖7　從LSM策略切換至本文所述調(diào)制策略前后各點(diǎn)電壓電流波形Fig.7　Voltage and current waveform before and after the switching from LSM to the proposed modulation strategy

由圖7a可以看出，循環(huán)多載波控制策略無法滿足這種各子單元電容參數(shù)差異較大時的均衡需求，各子單元電容電壓偏差較大，在0.3 s切換至本文所述的控制策略時，各子單元電容電壓在0.05 s內(nèi)迅速趨于相當(dāng)，并最終都在給定值1 000 V左右波動。圖7b和圖7c顯示輸出電壓電流波形在本文所述調(diào)制方法作用下受到子單元電壓波動影響較小，圖8為變流器輸出電壓波形的放大圖。

圖8　0.4 s之后輸出電壓電流放大波形Fig.8　Output voltage and current waveform after 0.4 s

圖9　0.3 s子單元1投入并聯(lián)電阻時，各子單元載波偏置分配值變化波形Fig.9　The distribution value of the carrier offset of each SM when the resistance of SM1 is connected in 0.3 s

圖10　0.3 s子單元1投入并聯(lián)電阻時，各子單元輸出PWM電壓波形Fig.10　The PWM output voltage of each SM when the resistance of SM1 is connected in 0.3 s

圖9為并聯(lián)電阻10 Ω時，各子單元載波偏置分配情況，圖10為對應(yīng)的子單元電容輸出PWM電壓。與文獻(xiàn)中的規(guī)律循環(huán)偏置配置方法以及傳統(tǒng)的恒定偏置配置型PD、PWM不同，本文所述的方法在每個載波周期起始時刻根據(jù)上述小節(jié)中的區(qū)域劃分和電容電壓Min/Max原則靈活分配載波偏置。

圖11所示為并聯(lián)10 Ω電壓導(dǎo)致子單元1電容電壓跌落為三個子單元的最小值，此時子單元1載波偏置分配狀況，以及對應(yīng)的調(diào)制波某時刻放大波形，由于此時負(fù)載情況接近純阻性負(fù)載，閥組電流持續(xù)為正，因此在utz1>utz2時，子單元1的載波偏置(bias 1)持續(xù)分配為2(表5中的bias 2)；utz2>utz1，子單元1的載波偏置(bias 1)持續(xù)分配為0(表5中的bias 1)。與本文理論分析所述相同，每個周期達(dá)到了最大限度地對子單元1進(jìn)行充電和放電時間為0，整個算法執(zhí)行簡單有效。

圖11　子單元1載波偏置分配放大情況Fig.11　The distribution of carrier bias of SM1

在仿真驗(yàn)證之后，搭建了基于該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)三子單元單相小型樣機(jī)逆變實(shí)驗(yàn)平臺。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖12所示，圖12中，vC1～vC3是三個子單元的電容電壓波形，iload是負(fù)載電流波形。在圖12中的t1時刻之前，實(shí)驗(yàn)平臺閉鎖，子單元電容被預(yù)充電至40 V。在t1時刻解除實(shí)驗(yàn)平臺的閉鎖狀態(tài)，使逆變實(shí)驗(yàn)平臺開始運(yùn)行，t1～t2時間段內(nèi)采用傳統(tǒng)PD-PWM調(diào)制策略，如圖12a所示，由于傳統(tǒng)PD-PWM調(diào)制策略特性，子單元懸浮電容電壓越來越不平衡，圖12b為子單元電容不平衡時的子單元電容電壓和負(fù)載電流放大波形，由圖12b可以看出，當(dāng)子單元電容不平衡時，負(fù)載電流波形同時會受到嚴(yán)重影響。圖12c為t1時刻之后采用本文所提出的改進(jìn)型PD-PWM調(diào)制策略后的放大波形，隨著子單元電容電壓被迅速均衡，輸出電流波形也隨之改善。

圖12　傳統(tǒng)PD-PWM與本文PD-PWM實(shí)驗(yàn)波形對比Fig.12　Comparison of experimental waveforms between traditional PD-PWM and PD-PWM proposed in this paper

在與傳統(tǒng)PD-PWM調(diào)制策略進(jìn)行對比之后，在調(diào)制波頻率為2 kHz時，將這種調(diào)制策略與循環(huán)PD-PWM調(diào)制策略進(jìn)行了比較實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖13所示，在t1時刻解除實(shí)驗(yàn)平臺閉鎖，t1～t2時刻采用循環(huán)載波偏置分配PD-PWM調(diào)制策略，在t2時刻以后采用本文所提出的改進(jìn)型PD-PWM調(diào)制策略。對比圖12a與圖13中t1～t2時刻，采用循環(huán)載波偏置分配PD-PWM調(diào)制策略時子單元電容電壓的不平衡情況比采用傳統(tǒng)PD-PWM調(diào)制策略時明顯減小，但是依然存在不平衡情況，這是因?yàn)檩d波頻率為2 kHz時，各自單元電容采用循環(huán)載波分配策略時并不能完全做到功率的均衡分配，此外，電容的細(xì)微參數(shù)差異也會導(dǎo)致不均衡情況的出現(xiàn)。t2時刻啟動本文的調(diào)制策略，子單元電容電壓嚴(yán)格平衡。上述兩個實(shí)驗(yàn)有效證明了本文所提改進(jìn)型PD-PWM調(diào)制策略的可行性，以及與其他類型PD-PWM調(diào)制策略相比的優(yōu)越性。

圖13　載波頻率為2 kHz時，循環(huán)偏置分配型PD-PWM與本文PD-PWM實(shí)驗(yàn)波形對比Fig.13　When the carrier frequency is 2 kHz，comparison of experimental waveforms between the distribution cyclic bias PD-PWM and the PD-PWM proposed in this paper

4　結(jié)論

本文首先討論了當(dāng)前各種多電平調(diào)制策略在全橋子單元變橋臂變流拓?fù)渲袘?yīng)用面臨的問題，在PDPWM調(diào)制策略的基礎(chǔ)上，提出一種基于調(diào)制波區(qū)域劃分的多載波偏置選擇性分配方法。該調(diào)制策略在最大限度發(fā)揮全橋子單元多電平自由度，低諧波輸出電壓優(yōu)勢的同時，能夠有效均衡各子單元電容電壓，且有效降低了閥組控制器的運(yùn)算負(fù)擔(dān)，易于工程實(shí)現(xiàn)。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該調(diào)制策略的有效性與可行性。

[1]胡鵬飛，江道灼，郭捷，等.基于混合型多電平換流器的柔性直流輸電系統(tǒng)[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2013，41(10)：33-38.

Hu Pengfei，Jiang Daozhuo，Guo Jie，et al.VSC-HVDC system based on hybrid multilevel voltage sourced converters[J].Power System Protection and Control，2013，41(10)：33-38.

[2]孫曉云，同向前，高鑫.柔性直流輸電系統(tǒng)中IGBT閥的故障診斷方法[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2014，29(8)：235-241，264.

Sun Xiaoyun，Tong Xiangqian，Gao Xin.Research on the fault diagnosis of IGBT valve in VSC-HVDC[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29(8)：235-241，264.

[3]涂小剛，羅海云，程曉絢，等.多端柔性直流輸電工程控保系統(tǒng)接口設(shè)計(jì)[J].電力系統(tǒng)保護(hù)與控制，2015，43(5)：124-128.

Tu Xiaogang，Luo Haiyun，Cheng Xiaoxuan，et al.Control and protection system interface design for multi-terminal HVDC flexible project[J].Power System Protection and Control，2015，43(5)：124-128.

[4]楚遵方，李耀華，王平，等.柔性直流輸電系統(tǒng)中模塊化多電平變流器的直流側(cè)充電策略分析[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2015，30(12)：136-142.

Chu Zunfang，Li Yaohua，Wang Ping，et al.Analysis of charging strategy by dc grid of modular multilevel converter in high voltage direct current transmission system[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2015，30(12)：136-142.

[5]范心明，管霖，何健明，等.風(fēng)電接入下柔性直流輸電的無源解耦控制[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2013，28(10)：311-319.

Fan Xinming，Guan Lin，He Jianming，et al.Decoupling passivity control of VSC-HVDC connected wind power[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2013，28(10)：311-319.

[6]李爽，王志新，王國強(qiáng).海上風(fēng)電柔性直流輸電變流器P-DPC控制研究[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2013，28(2)：264-270.

Li Shuang，Wang Zhixin，Wang Guoqiang.Predictive direct power control strategy for offshore wind power VSC-HVDC converter[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2013，28(2)：264-270.

[7]Debnath S，Saeedifard M.A new hybrid modular multilevel converter for grid connection of large wind turbines[J].IEEE Transactions on Sustainable Energy，2013，4 (4)：1051-1064.

[8]Feldman R，Tomasini M，Amankwah E，et al.A hybrid modular multilevel voltage source converter for HVDC power transmission[J].IEEE Transactions on Industry Applications，2013，49 (4)：1577-1588.

[9]Fujin D，Zhe C.A control method for voltage balancing in modular multilevel converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29(1)：66-76.

[10]Jiangchao Q，Saeedifard M.Reduced switching-frequency voltage-balancing strategies for modular multilevel HVDC converters[J].IEEE Transactions on Power Delivery，2013，28 (4)：2403-2410.

[11]朱晉，韋統(tǒng)振，霍群海.一種新型全橋變橋臂型VSC-HVDC變流拓?fù)鋄J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2013，33(3)：52-61.

Zhu Jin，Wei Tongzhen，Huo Qunhai.A new full-bridge alternative arm based VSC-HVDC converter[J].Proceedings of the CSEE，2013，33(3)：52-61.

[12]朱晉，韋統(tǒng)振，李東，等.全橋變橋臂電壓源變流器拓?fù)鋮?shù)及恒壓策略研究[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2013，33(21)：26-35.

Zhu Jin，Wei Tongzhen，Li Dong，et al.A parameter and voltage balancing scheme for full-bridge alternate arm voltage source converters[J].Proceedings of the CSEE，2013，33(21)：26-35.

[13]Hagiwara M，Nishimura K，Akagi H.A medium-voltage motor drive with a modular multilevel PWM inverter[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2010，25(7)：1786-1799.

[14]Wang Kui，Li Yongdong，Zheng Zedong，et al.Voltage balancing and fluctuation-suppression methods of floating capacitors in a new modular multilevel converter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60 (5)：1943-1954.

[15]Li Zixin，Wang Ping，Zhu Haibin，et al.An improved pulse width modulation method for chopper-cell-based modular multilevel converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27 (8)：3472-3781.

[16]Perez M A，Rodriguez J，F(xiàn)uentes E J，et al.Predictive control of AC-AC modular multilevel converters[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2012，59 (7)：2832-2839.

[17]Qin jiangchao，saeedifard M.Predictive control of a modular multilevel converter for a back-to-back HVDC system[J].IEEE Transactions on Power Delivery，2012，27(3)：1538-1547.

[18]Guan M，Xu Z.Optimized capacitor voltage balancing control for modular multilevel converter based VSC-HVDC system[J].Proceedings of the CSEE，2011，31(12)：9-14.

[19]Rohner S，Bernet S，Hiller M，et al.Modulation，losses，and semiconductor requirements of modular multilevel converters[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57(8)：2633-2642.

[20]Wang K，Li Y，Zheng Z，et al.Voltage balancing and fluctuation suppression method of floating capacitors in a new modular multilevel converter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60(5)：1943-1954.

[21]Sedghi S，Dastfan A，Ahmadyfard A.A new multilevel carrier based pulse width modulation method for modular multilevel inverter[C]//Proceedings of ICPE/ECCE，Jeju，Korea，2011：1432-1439.

[22]Jun M，Ke S，Bailu X，et al.A new selective loop bias mapping phase disposition PWM with dynamic voltage balance capability for modular multilevel converter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2014，61 (2)：798-807.

A Dynamic Bias Distribution PD-PWM Strategy for Alternate Arm Modular Multilevel Converter

Zhu JinWei TongzhenHuo QunhaiYang XiaodanHan Libo

(The Institute of Electrical EngineeringChinese Academy of SciencesBeijing100190China)

Alternate arm multilevel converter (A2MC) is a new voltage source converter topology which is suitable for high voltage direct current transmission(VSC-HVDC).This paper presents an improved phase disposition pulse width modulation suited for full-bridge cells in this topology.Compared to conventional carrier phase-shifted PWM，this modulation method is more easily to be realized and increase the robustness of system，the computation burden is also reduced.This method can be transfer to any other full bridge cells cascaded structure.Simulation and experimental results demonstrate the simplicity and effectiveness of this new type of modulation strategy.

Full-bridge sub-module，alternate-arm voltage source converter，novel PD-PWM strategy，dynamic bias distribution

2014-12-17改稿日期2015-08-25

TM46

朱晉男，1987年生，博士研究生，主要從事大功率電力電子裝置在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用研究。

E-mail：zhujin@mail.iee.ac.cn

韋統(tǒng)振男，1976年生，研究員，研究方向?yàn)槎ㄖ齐娏夹g(shù)、電能質(zhì)量分析和治理、超級電容器儲能系統(tǒng)和應(yīng)用、高壓大功率變流器以及直流固態(tài)斷路器。

E-mail：tzwei@mail.iee.ac.cn(通信作者)