700 kW船用軸帶無刷雙饋發(fā)電機(jī)的設(shè)計與測試

賈　磊　王雪帆　熊　飛

(強(qiáng)電磁工程與新技術(shù)國家重點實驗室(華中科技大學(xué))　武漢　430074)

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700 kW船用軸帶無刷雙饋發(fā)電機(jī)的設(shè)計與測試

賈磊王雪帆熊飛

(強(qiáng)電磁工程與新技術(shù)國家重點實驗室(華中科技大學(xué))武漢430074)

無刷雙饋發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組諧波含量大，導(dǎo)致發(fā)電機(jī)損耗大、效率低，制約了其工業(yè)應(yīng)用。為解決此問題，運(yùn)用繞組齒諧波原理和正弦繞組理論，提出一種采用多節(jié)距不等匝多層線圈設(shè)計轉(zhuǎn)子繞組的無刷雙饋發(fā)電機(jī)，并結(jié)合設(shè)計實例進(jìn)行了詳細(xì)分析。這種新結(jié)構(gòu)能有效提高轉(zhuǎn)子繞組的導(dǎo)體利用率，并減少除了兩種主要極對數(shù)之外的其他諧波含量。通過有限元建模仿真和樣機(jī)實驗驗證了結(jié)構(gòu)設(shè)計的正確性。樣機(jī)實驗結(jié)果表明，所提出的多節(jié)距不等匝多層線圈轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的無刷雙饋發(fā)電機(jī)具有良好的性能指標(biāo)。

無刷雙饋發(fā)電機(jī)齒諧波正弦繞組有限元

0　引言

對于船舶來說，其進(jìn)行節(jié)能減排的關(guān)鍵技術(shù)之一就是對船舶供電系統(tǒng)的改進(jìn)，也就是對船用軸帶無刷雙饋發(fā)電技術(shù)的積極采納。無刷雙饋發(fā)電機(jī)軸帶發(fā)電系統(tǒng)如圖1所示，充分利用船舶主柴油機(jī)的功率儲備，不僅去除了傳統(tǒng)變速恒頻發(fā)電系統(tǒng)中最薄弱的環(huán)節(jié)——機(jī)械齒輪箱，而且實現(xiàn)了對無刷雙饋發(fā)電機(jī)的直接驅(qū)動，提高了主柴油機(jī)的整體效率。具體來講，其優(yōu)越性包括：降低主機(jī)燃油消耗；降低船舶發(fā)電成本；減少維護(hù)保養(yǎng)費(fèi)用；改善員工工作條件；促進(jìn)節(jié)能減排[1]。這種船用無刷雙饋發(fā)電機(jī)是一種新型的同時具有同步電機(jī)和異步電機(jī)特點的交流調(diào)速電機(jī)，其結(jié)構(gòu)和運(yùn)行原理與傳統(tǒng)的交流電機(jī)有較大差別，近年來這種新型電機(jī)的理論及應(yīng)用取得了相當(dāng)進(jìn)展。無刷雙饋發(fā)電機(jī)有多種轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)，目前國內(nèi)外研究的轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)主要有磁阻式轉(zhuǎn)子[2- 4]、特殊籠型轉(zhuǎn)子[5-9]和復(fù)合轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)[10]，但仍存在轉(zhuǎn)子諧波含量大、繞組導(dǎo)體利用率低等問題。為了提升電機(jī)性能，提出了采用繞線轉(zhuǎn)子來解決轉(zhuǎn)子諧波含量大及導(dǎo)體利用率低的問題[11-14]。繞線型轉(zhuǎn)子是借助于齒諧波原理和正弦繞組理論而設(shè)計的一種特殊轉(zhuǎn)子[15]。文獻(xiàn)[15]中轉(zhuǎn)子繞組采用了等節(jié)距不等匝雙層繞組設(shè)計，而本文中的轉(zhuǎn)子繞組采用了多節(jié)距不等匝多層繞組設(shè)計，這種特殊的轉(zhuǎn)子繞組接線方式靈活，線圈匝數(shù)和節(jié)距均可調(diào)節(jié)，同時能最大程度提高導(dǎo)體利用率，并進(jìn)一步削弱諧波含量。本文設(shè)計的無刷雙饋發(fā)電機(jī)就是采用這種特殊繞線型轉(zhuǎn)子。無刷雙饋發(fā)電機(jī)定子上嵌放有兩套繞組：功率繞組和控制繞組。轉(zhuǎn)子上只有一套繞組。定子上的兩套繞組不能直接耦合，只能通過轉(zhuǎn)子繞組間接實現(xiàn)能量的交換和傳遞。由于無刷雙饋發(fā)電機(jī)取消了電刷和滑環(huán)的使用，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性，減少了維護(hù)費(fèi)用的開支，而且控制用的變頻器的容量只占系統(tǒng)總?cè)萘康囊恍〔糠?。因此無刷雙饋發(fā)電機(jī)在變速驅(qū)動、軸帶發(fā)電和風(fēng)力發(fā)電的應(yīng)用上具有重要意義[16-22]。

圖1　無刷雙饋發(fā)電機(jī)軸帶發(fā)電系統(tǒng)Fig.1　The brushless doubly fed shaft generator system

1　齒諧波原理和正弦繞組

無刷雙饋發(fā)電機(jī)的工作原理要求轉(zhuǎn)子繞組能同時產(chǎn)生p1和p2兩種不同極對數(shù)的旋轉(zhuǎn)磁動勢，并且旋轉(zhuǎn)方向相對相反。運(yùn)用齒諧波原理設(shè)計的轉(zhuǎn)子繞組，能滿足無刷雙饋發(fā)電機(jī)的工作原理要求。根據(jù)交流電機(jī)的繞組理論，對于Z個槽，按照極對數(shù)p設(shè)計的m相對稱繞組，除產(chǎn)生極對數(shù)為p的基波磁動勢外，還將同時產(chǎn)生次數(shù)為v=kZ/p±1的諧波磁動勢，即極對數(shù)為kZ±p(k=1，2，3…)的齒諧波磁動勢。對于電機(jī)的第v次諧波，其繞組的分布系數(shù)和短距系數(shù)的計算公式分別為

(1)

式中，q為每極每相槽數(shù)；α為槽距角(機(jī)械角度)；y為繞組節(jié)距；τ為極距。對于諧波次數(shù)v=kZ/p±1的齒諧波來說，其短距系數(shù)和分布系數(shù)分別為

(2)

由式(2)可知，極對數(shù)為kZ±p的齒諧波的分布系數(shù)和短距系數(shù)與基波相等。對v=p對極的諧波來說，相鄰兩槽號間的夾角為αp電角度，而對v=kZ±p對極的諧波來說，此夾角為

vα=(kZ±p)α=2πk±pαk=1，2，3，…

(3)

因此，若式(3)中的正負(fù)號取正號，極對數(shù)v=p的磁場和極對數(shù)v=kZ+p的磁場沿同一方向旋轉(zhuǎn)；若式(3)中的正負(fù)號取負(fù)號，極對數(shù)v=p和極對數(shù)v=kZ-p的磁場沿相對相反的方向旋轉(zhuǎn)。因此當(dāng)轉(zhuǎn)子槽數(shù)Z=p1+p2時，得出以下結(jié)論：①極對數(shù)為p1的繞組產(chǎn)生的磁動勢與極對數(shù)為p2的繞組產(chǎn)生的磁動勢成對出現(xiàn)，旋轉(zhuǎn)方向相對相反；②極對數(shù)為p1的繞組與極對數(shù)為p2的繞組系數(shù)相等。

但當(dāng)轉(zhuǎn)子槽數(shù)Z=p1+p2時，構(gòu)成的轉(zhuǎn)子繞組中，除了所需要的極對數(shù)p1和p2以外，還存在其他極對數(shù)的齒諧波。在這些齒諧波中，尤其是極對數(shù)較低的齒諧波磁動勢幅值會比較大，嚴(yán)重影響電機(jī)性能?？梢酝ㄟ^增加轉(zhuǎn)子槽數(shù)的辦法來削弱極對數(shù)較低的齒諧波。通過增加轉(zhuǎn)子槽數(shù)，不僅能滿足電機(jī)槽配合的要求，而且有效降低了轉(zhuǎn)子繞組的諧波含量。但僅采用這種方法并不能最大程度地削弱諧波。基于正弦繞組理論，轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)采用正弦繞組設(shè)計，通過合理調(diào)配各線圈的匝數(shù)和排列方式來削弱諧波，使得轉(zhuǎn)子繞組在兩種不同極對數(shù)下的磁動勢呈近似的正弦分布，降低了諧波含量，提高了導(dǎo)體利用率[23]。

2　特殊繞線型轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)及繞組連接方案

所設(shè)計的特殊繞線型無刷雙饋發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組包括6個自閉合連接的回路：A1、A2、B1、B2、C1和C2。各支路繞組空間位置分布和轉(zhuǎn)子繞組連接方案如圖2a和圖2b所示。圖2b中虛線框內(nèi)線圈導(dǎo)體數(shù)為4，線圈節(jié)距為12；點畫線框內(nèi)線圈導(dǎo)體數(shù)為3，線圈節(jié)距為9。虛線框和點畫線框內(nèi)的數(shù)字均代表線圈的上層邊所在槽號，流過正向電流，相應(yīng)的線圈的下層邊所占槽號根據(jù)線圈節(jié)距可以算出，下層邊流過負(fù)向電流。這種特殊設(shè)計的多節(jié)距不等匝正弦繞組設(shè)計可大幅度削弱轉(zhuǎn)子諧波含量[24]。將這6個自閉合回路所占的全部槽號在轉(zhuǎn)子84槽4極槽號相位圖和轉(zhuǎn)子84槽8極槽號相位圖上畫出，如圖3a和圖3b所示。發(fā)現(xiàn)不管在84槽4極槽號相位圖還是在84槽8極槽號相位圖的分布下，A1和A2、B1和B2、C1和C2都是完全的同相位同大小。轉(zhuǎn)子繞組等效為A相、B相和C相繞組。而且在84槽4極槽號相位圖分布下，A1A2 、B1B2和C1C2依次相差120°電角度，是正相序連接，在84槽8極槽號相位圖分布下，A1A2，B1B2和C1C2依次相差240°電角度，是反相序連接，這就說明這種特殊設(shè)計的繞線型轉(zhuǎn)子可同時產(chǎn)生4極磁場和8極磁場，而且這兩個磁場相對旋轉(zhuǎn)方向相反，與定子側(cè)功率繞組和控制繞組極對數(shù)一一對應(yīng)，從而實現(xiàn)了功率繞組和控制繞組通過轉(zhuǎn)子繞組耦合，間接實現(xiàn)了能量的交換與傳遞。

轉(zhuǎn)子繞組諧波含量和繞組系數(shù)計算結(jié)果見表1。從表中可看出功率繞組4極和控制繞組8極的繞組系數(shù)都在0.68以上，而且除了這兩個主要的極對數(shù)諧波外，其他各諧波含量均控制在4%以下，諧波含量很低。其中正號表示諧波磁場沿順時針旋轉(zhuǎn)，負(fù)號表示諧波磁場沿逆時針方向旋轉(zhuǎn)。

圖3　84槽4極繞組槽號相位圖和84槽8極繞組槽號相位圖Fig.3　The slot number phase graph of 4-pole-84-slot and 8-pole-84-slot

極對數(shù)繞組系數(shù)諧波含量百分比20.6905-181.740.7600+100.080.0412-2.71100.0193+1.01140.0588-2.21160.0954+3.13200.0157-0.41220.0934+2.23260.0797-1.61320.0754-1.23340.0335+0.51

3　無刷雙饋發(fā)電機(jī)參數(shù)及有限元分析

電機(jī)定子功率繞組為單層三角形聯(lián)結(jié)，控制繞組為雙層三角形聯(lián)結(jié)，功率繞組和控制繞組嵌放在相同的定子槽內(nèi)，功率繞組放在定子槽的底部，控制繞組放在定子槽的頂部。定子采用半開口的矩形槽，轉(zhuǎn)子采用斜肩圓底槽，定轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)如圖4a和圖4b所示。

圖4　無刷雙饋發(fā)電機(jī)定子和轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)Fig.4　Thestator and rotor structure picture of the BDFM

無刷雙饋發(fā)電機(jī)內(nèi)部磁場的最大特點就是兩種不同極對數(shù)且不同轉(zhuǎn)速的旋轉(zhuǎn)磁場共用一套磁路，這也給無刷雙饋發(fā)電機(jī)的磁場分析和計算帶來很大困難，傳統(tǒng)的磁路計算法只能將兩套磁場分開單獨計算，而不考慮它們之間的相互作用給磁路飽和程度帶來的影響，為了能更加準(zhǔn)確地分析無刷雙饋發(fā)電機(jī)的性能，在有限元軟件ANSOFT中采用二維瞬態(tài)場建模分析，它與三維模型的區(qū)別僅在于忽略了端部漏磁，端部漏磁場相對于主磁場來說所占的比重較小，在二維瞬態(tài)場中可利用場路耦合的辦法在外電路中加入一個與端部漏磁場相對應(yīng)的漏磁電感即可。由于鉸鏈的導(dǎo)體中沒有渦流存在，而是由很細(xì)的導(dǎo)線組成，在實際的有限元模型中易于實體建模與剖分。因而瞬態(tài)求解器將其對電流的影響以電流密度的形式分配到整個導(dǎo)體區(qū)域。構(gòu)成鉸鏈導(dǎo)體的所有細(xì)導(dǎo)線串聯(lián)或并聯(lián)，并通過相同的電流

(4)

式中，v為運(yùn)動導(dǎo)體的即時速度，m/s；A為矢量磁位，Wb/m；JS為均勻分布的電流密度，A/m2。在有限元模型中將定子外邊界矢量磁位設(shè)為零，JS可表述為

(5)

式中，if為流入股線線圈繞組的總電流，A；Sf為繞組的總截面面積，m2；Nf為繞組中股線總數(shù)；a為繞組的并聯(lián)支路數(shù)；p為實際模型和有限元求解域的比。由于本文中氣隙磁場的特殊性，故用全模型求解，df為回路的極性(-1或+1)。繞組端電壓是這些股線的總電壓，與外部電抗電壓之和uS為

R=Rdc+Rend+Rext

L=Lend+Lext

(6)

式中，Rdc為總直流電阻，Ω；Rend為繞組端部電阻，Ω；Rext為與電線連接的外部電阻，Ω；l為模型的軸向深度，m；lend為繞組端部漏電感，H；lext為與電線連接的外部電感，H；L為模型中線圈電感，H。電機(jī)參數(shù)如表2所示，其中電壓電流均為每相有效值。根據(jù)樣機(jī)的參數(shù)建立的無刷雙饋發(fā)電機(jī)有限元模型如圖5所示。

表2　無刷雙饋發(fā)電機(jī)參數(shù)Tab.2　The parameters of the BDFG

圖5　無刷雙饋發(fā)電機(jī)有限元模型Fig.5　The finite element model of the BDFM

無刷雙饋發(fā)電機(jī)外電路如圖6所示，圖6a中R為功率繞組端外接每相電阻，用來模擬功率繞組端接不同負(fù)載情況。其中0.122 6 mH、0.143 2 mH和0.231 9 mH分別為功率繞組每相端部漏感、控制繞組每相端部漏感和轉(zhuǎn)子繞組每條支路端部漏感，用來模擬繞組端部漏磁場的影響。0.012 5 Ω、0.020 5 Ω和0.144 4 Ω分別為功率繞組每相電阻、控制繞組每相電阻和轉(zhuǎn)子每條支路電阻的大小。Uc和fc為控制繞組端外接三相對稱電壓源電壓的最大值和頻率。

圖6　無刷雙饋發(fā)電機(jī)外電路Fig.6　The PW，CW and RW external circuits of the BDFM

本文中無刷雙饋發(fā)電機(jī)自然同步轉(zhuǎn)速為600 r/min，為了分析電機(jī)運(yùn)行性能，對電機(jī)在450 r/min和750 r/min兩種不同轉(zhuǎn)速以及同一個轉(zhuǎn)速下帶不同負(fù)載(功率繞組端空載和滿載)進(jìn)行仿真研究，負(fù)載功率因數(shù)均為1.0。因此有4種不同的仿真條件：①電機(jī)轉(zhuǎn)速為450 r/min，功率繞組端空載，即功率繞組出線端接每相電阻R的大小為20 kΩ，控制繞組出線端接三相對稱反相序正弦電壓源每相電壓幅值Uc為110 V，頻率fc為15 Hz；②電機(jī)轉(zhuǎn)速為450 r/min，功率繞組接700 kW負(fù)載，即功率繞組出線端接每相電阻R的大小為0.289 3 Ω，控制繞組出線端接三相對稱反相序正弦電壓源每相電壓幅值Uc為154 V，頻率fc為15 Hz；③電機(jī)轉(zhuǎn)速為750 r/min，功率繞組端空載運(yùn)行，即功率繞組出線端接每相電阻R的大小為20 kΩ，控制繞組出線端接三相對稱正相序正弦電壓源每相電壓幅值Uc為110 V，頻率fc為15 Hz；④電機(jī)轉(zhuǎn)速為750 r/min，功率繞組接700 kW負(fù)載，即功率繞組出線端接每相電阻R的大小為0.289 3 Ω，控制繞組出線端接三相對稱正相序正弦電壓源每相電壓幅值Uc為145 V，頻率fc為15 Hz。

3.1功率繞阻端發(fā)電電壓波形

本文中無刷雙饋發(fā)電機(jī)功率繞組端發(fā)電電壓有效值為450 V，頻率為60 Hz。在4種仿真條件下功率繞組端發(fā)電電壓波形及對波形的諧波分析如圖7和圖8所示。4種仿真條件下，功率繞組端發(fā)電電壓對應(yīng)于60 Hz頻率的有效值分別為451.0 V、450.3 V、451.3 V和453.8 V。電壓偏差分別為0.22%、0.07%、0.29%和0.84%。電機(jī)作發(fā)電機(jī)使用時對功率繞組端發(fā)電電壓波形要求較高，其中電壓總諧波畸變率是檢驗發(fā)電電壓波形的正弦性好壞的一個指標(biāo)，它以各次諧波電壓的有效值與基波電壓有效值之比的百分?jǐn)?shù)來表示，即電壓諧波畸變率THD為

(7)

式中，Un為第n次諧波電壓有效值，V；U1為基波電壓有效值，V。因此對應(yīng)于4種仿真條件下功率繞組端發(fā)電電壓波形諧波畸變率分別為1.72%、1.79%、0.19%、0.65%。這說明了發(fā)電電壓的諧波含量很小，正弦性良好。

圖7　仿真條件①和②下功率繞組相電壓波形和諧波分析Fig.7　The waveforms and harmonic analysis of power winding phase voltage under the simulationcase ① and case ②

圖8　仿真條件③和④下功率繞組相電壓波形和諧波分析Fig.8　The waveforms and harmonic analysis of power winding phase voltage under the simulation case ③ and case ④

3.2氣隙磁通密度

無刷雙饋發(fā)電機(jī)內(nèi)部有兩種不同極對數(shù)不同轉(zhuǎn)速的磁場同時存在，因此磁場的分布不是很規(guī)則。這一點可從圖9和圖10中對應(yīng)于4種仿真條件的氣隙磁通密度波形上看出。從圖9b和圖10b的氣隙磁通密度波形諧波分析可發(fā)現(xiàn)，氣隙主要存在4極和8極磁場。對應(yīng)于4種仿真條件下，4極磁場磁通密度幅值分別為0.256 T、0.276 T、0.255 T和0.282 T，8極磁場磁通密度幅值分別為0.474 T、0.609 T、0.478 T和0.624 T。4極磁場磁通密度幅值相對于8極磁場磁通密度幅值的比例依次為54.0%、45.3%、53.3%和45.2%。無刷雙饋發(fā)電機(jī)功率繞組所連接的負(fù)載越大，氣隙中其他各次諧波含量也就越大，如圖9和圖10所示。負(fù)載運(yùn)行時，出現(xiàn)了轉(zhuǎn)子繞組諧波分析(見表1)中所沒有的諧波極對數(shù)，如極對數(shù)為6和18的諧波，這可能是由于電機(jī)定轉(zhuǎn)子齒槽相互作用，重載情況下磁路飽和程度較高等原因?qū)е碌摹?/p>

圖9　仿真條件①和②下氣隙磁通密度波形和諧波分析Fig.9　The air gap flux density waveforms and harmonic analysis under the simulation case ① and case ②

圖10　仿真條件③和④下氣隙磁通密度波形和諧波分析Fig.10　The air gap flux density waveforms and harmonic analysis under the simulation case ③ and case ④

3.3控制繞組和轉(zhuǎn)子繞組電流

圖11　仿真條件①～④下控制繞組和轉(zhuǎn)子繞組電流波形Fig.11　The control and rotor winding current waveforms under the simulation case ①～④

對應(yīng)于4種仿真條件下，控制繞組線電流和轉(zhuǎn)子繞組每條支路電流波形如圖11所示。圖11a中，仿真條件①和②下，控制繞組每相電流有效值分別為116.7 A和589.3 A，轉(zhuǎn)子繞組每條支路電流有效值分別為10.8 A和176.0 A。圖11b中，仿真條件③和④下，控制繞組每相電流有效值分別為115.7 A和597.4 A，轉(zhuǎn)子繞組每條支路電流有效值分別為10.4 A和179.3 A。由此不難發(fā)現(xiàn)，在無刷雙饋發(fā)電機(jī)功率繞組端接相同大小負(fù)載的情況下，控制繞組和轉(zhuǎn)子繞組在不同轉(zhuǎn)速下(如本文中450 r/min和750 r/min)，電流大小基本不變。如仿真條件①和③下控制繞組線電流大小分別為116.7 A和115.7 A，轉(zhuǎn)子每條支路電流大小分別為10.8 A和10.4 A，在仿真條件②和④下也可發(fā)現(xiàn)同樣的情況。

3.4功率繞組和控制繞組有功功率分配和電壓關(guān)系

圖12　功率繞組和控制繞組有功功率分配Fig.12　The active power allocation of the power winding and control winding

圖13　功率繞組和控制繞組相電壓變化關(guān)系Fig.13　The phase voltagerelationshipsbetween the power winding and control winding

無刷雙饋發(fā)電機(jī)功率繞組出線端接700 kW負(fù)載滿載運(yùn)行時，控制繞組三相的總有功功率隨轉(zhuǎn)速變化情況如圖12所示。本文中無刷雙饋發(fā)電機(jī)自然同步轉(zhuǎn)速為600 r/min，電機(jī)轉(zhuǎn)速低于自然同步轉(zhuǎn)速時，控制繞組從外部吸收有功功率，如圖12中控制繞組有功功率大于零的部分。若電機(jī)轉(zhuǎn)速高于自然同步轉(zhuǎn)速，控制繞組向外部發(fā)出有功功率，如圖12中控制繞組有功功率小于零的部分。因此為了提高電機(jī)運(yùn)行效率，應(yīng)使電機(jī)運(yùn)行在高于自然同步轉(zhuǎn)速的狀態(tài)，在低轉(zhuǎn)速運(yùn)行時，電機(jī)的效率非常低。功率繞組端滿載運(yùn)行時，功率繞組每相電壓保持450 V不變，控制繞組每相電壓有效值隨轉(zhuǎn)速變化情況如圖13所示。從圖中可以看出，無刷雙饋發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速越接近自然同步轉(zhuǎn)速600 r/min時，控制繞組每相電壓值就越小，吸收或發(fā)出的三相總功率也很小。低頻時雖然所需的控制功率很小，但由于低頻時所需的控制電壓非常低，哪怕很小的擾動都會使得功率端發(fā)電電壓產(chǎn)生很大的波動，所以，要想實現(xiàn)無刷雙饋發(fā)電機(jī)的大規(guī)模運(yùn)用，這種控制上的問題必須解決。

4　樣機(jī)負(fù)載測試

樣機(jī)測試的實驗平臺如圖14所示，整個系統(tǒng)實驗步驟如下：首先閉合開關(guān)K1，起動拖動無刷雙饋發(fā)電機(jī)的原動機(jī)的變頻器讓原動機(jī)運(yùn)行起來，當(dāng)原動機(jī)的轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在400～900 r/min時，閉合開關(guān)K3，讓連接控制繞組的變頻器由蓄電池供電，通過調(diào)節(jié)控制繞組的勵磁電壓來調(diào)節(jié)功率繞組的發(fā)電電壓，檢測功率繞組端發(fā)電電壓和頻率，當(dāng)發(fā)電電壓到達(dá)450 V和60 Hz，并且穩(wěn)定后，合上開關(guān)K2和負(fù)載開關(guān)K5，變頻器整流橋開始工作，斷開K3脫開外部直流供電。當(dāng)原動機(jī)轉(zhuǎn)速在600 r/min以上時合上K4，由于控制繞組可能有能量回饋，為了防止變頻器直流母線電壓泵升，因此在變頻器上外加上能量回饋單元，將直流母線上多余的能量回饋給負(fù)載。由圖14可知，當(dāng)控制繞組有能量回饋時，其能量流通路徑為：控制繞組→變頻器直流母線→能量回饋單元→負(fù)載。測試用的控制柜和700 kW無刷雙饋發(fā)電機(jī)原型機(jī)如圖15a和圖15b所示，樣機(jī)測試結(jié)果見表3，表3給出了功率繞組滿載運(yùn)行時測量到的控制繞組電壓和電流變化情況。從表中可看出功率繞組端發(fā)電電壓偏差不超過2%，而且功率繞組帶相同負(fù)載時，控制繞組每相電流和轉(zhuǎn)子繞組每支路電流在不同轉(zhuǎn)速下基本保持不變。無刷雙饋發(fā)電機(jī)功率繞阻端接不同大小負(fù)載在不同轉(zhuǎn)速下測量的效率曲線如圖16所示，由圖可知，電機(jī)在低速運(yùn)行時效率在85%～92.5%之間，高速運(yùn)行時效率在90%～95%之間，因此為了保證電機(jī)高效率運(yùn)行，電機(jī)轉(zhuǎn)速要在高于自然同步轉(zhuǎn)速運(yùn)行。

圖14　樣機(jī)測試平臺Fig.14　The testing platform of the BDFG

圖15　無刷雙饋發(fā)電機(jī)測試系統(tǒng)控制柜和原型機(jī)Fig.15　The control cabinet of the BDFG test system and the prototype

圖16　無刷雙饋發(fā)電機(jī)不同負(fù)載下效率曲線Fig.16　The efficiency curves of the BDFG with different loads

無刷雙饋發(fā)電機(jī)功率繞組端接700 kW、功率因數(shù)為0.90的負(fù)載，電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速為750 r/min，達(dá)到穩(wěn)定運(yùn)行后，功率繞組線電壓、線電流和雙向變頻器直流母線電壓實測波形曲線如圖17a所示。功率繞組線電壓、線電流有效值和雙向變頻器直流母線電壓分別為451.2 V、1 039.2 A和239.1 V。圖17b為相應(yīng)的功率繞組線電壓、電流波形諧波分析結(jié)果。諧波分析結(jié)果顯示：電壓3、5、7次諧波含量分別為6.0%、4.1%和3.2%；電流3、5、7次諧波含量分別為5.3%、3.1%和2.4%。電壓、電流諧波畸變率THD分別為6.4%和5.6%，波形正弦性較好。

圖17　滿載運(yùn)行時功率繞組端線電壓和線電流波形曲線和諧波分析Fig.17　The PW line voltage and line current waveforms under the full load operation

5　結(jié)論

本文中的無刷雙饋發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)子繞組是借助于齒諧波原理和正弦繞組理論而設(shè)計的一種多節(jié)距不等匝多層繞組，這種轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)對諧波的削弱效果比較明顯。仿真計算結(jié)果和實驗數(shù)據(jù)的對比驗證了設(shè)計方法的正確性。樣機(jī)實驗結(jié)果表明，采用這種轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的無刷雙饋發(fā)電機(jī)不僅能實現(xiàn)功率繞組和控制繞組不同極對數(shù)的轉(zhuǎn)換，達(dá)到功率繞組和控制繞組通過轉(zhuǎn)子繞組間接耦合的目的，而且還能更加有效地提高轉(zhuǎn)子繞組在兩種不同極對數(shù)下的導(dǎo)體利用率，減少除了兩種主要極對數(shù)之外的其他諧波含量，具有良好的性能指標(biāo)。

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Design and Test of a 700 kW Ship Shaft Brushless Doubly Fed Generator

Jia LeiWang XuefanXiong Fei

(State Key Laboratory of Advanced Electromagnetic Engineering and Technology Huazhong University of Science and TechnologyWuhan430074China)

The harmoniccontents of the brushless doubly fed machine (BDFM) rotor winding are high，which results in the large lossesand the low efficiency of themachine and therefore restricts the industrial applications of the BDFM. To solve the problem，the tooth harmonic principle and the sinewinding theory are applied.The multi-pitch-unequal-turn-multilayer rotor windingstructure of the BDFM is proposed. Thisspecial rotor winding structureisanalyzed in detail with the design example.The new rotor structure can improve the conductor utilization ratiosof the rotor winding and reduce the harmonic contents except for the two main pole pairs. The validity of therotor windingconfiguration is verifiedby the finite element model (FEM) simulation and the experimental analysis of theprototype machine. The experimental results of the prototypemachine show that BDFM with the multi-pitch-unequal-turn-multilayer rotorwindingstructure have good performance.

Brushless doubly fed machine，tooth harmonic，sine winding，finite element model

2015-04-08改稿日期2015-06-24

TM302

賈磊男，1988年生，博士，研究方向為無刷雙饋電機(jī)的運(yùn)行理論及其電磁設(shè)計。

E-mail：809340207@qq.com(通信作者)

王雪帆男，1954年生，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為新型特種電機(jī)及其控制。

E-mail：xuefanwang@163.com