高精度高功率因數(shù)原邊控制CRM反激LED驅(qū)動電源

高 旭，許建平，閻鐵生

(磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點實驗室，西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川成都610031)

高精度高功率因數(shù)原邊控制CRM反激LED驅(qū)動電源

高 旭，許建平，閻鐵生

(磁浮技術(shù)與磁浮列車教育部重點實驗室，西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川成都610031)

研究了無光耦的原邊控制(PSR)高功率因數(shù)臨界連續(xù)導(dǎo)電模式(CRM)反激變換器的工作原理。針對高功率因數(shù)CRM PSR反激變換器輸出電流精度受輸入電壓影響的問題，提出了一種新型高精度高功率因數(shù)CRM PSR反激變換器。通過引入輸入電壓前饋控制，消除了輸入電壓對LED驅(qū)動電源輸出電流精度的影響，最后通過實驗驗證了理論推導(dǎo)的正確性。

原邊控制;臨界連續(xù)模式;反激變換器;輸入電壓前饋;LED驅(qū)動器

1 引言

與傳統(tǒng)照明相比，發(fā)光二極管(Light-emitting Diode，LED)照明具有效率高、壽命長、體積小和重量輕等優(yōu)點而得到廣泛應(yīng)用［1］。反激變換器因具有結(jié)構(gòu)簡單，輸入和輸出電氣隔離而廣泛應(yīng)用于中小功率LED驅(qū)動電源［2］。工作在臨界連續(xù)導(dǎo)電模式(Critical Conduction Mode，CRM)的反激變換器，在原邊開關(guān)管兩端電壓諧振到最小時開通，開通損耗小，效率高，此外，通過單電壓環(huán)控制，可以實現(xiàn)CRM反激變換器的功率因數(shù)校正和輸出電壓控制。

傳統(tǒng)反激變換器需要采樣輸出電壓/電流，并通過光耦隔離進行反饋控制。光耦隔離不但增加了體積和成本，光耦器件的電流傳輸比隨溫度的變化而變化［2］，限制了LED驅(qū)動電源的工作溫度范圍。因此，無光耦隔離的原邊控制(Primary Side Regulation，PSR)反激變換器，受到越來越多的學(xué)者的關(guān)注［2-4］。

不同于傳統(tǒng)的副邊反饋控制反激LED驅(qū)動電源，CRM PSR反激LED驅(qū)動電源通過采集原邊電流信息來控制輸出電流，從而實現(xiàn)恒流輸出。文獻［3，4］通過減小采樣誤差的方法，提高了反激LED驅(qū)動電源的輸出電流精度，但是并沒有給出開關(guān)管關(guān)斷延遲與輸出電流精度之間的關(guān)系。本文研究了CRM PSR反激LED驅(qū)動電源的恒流控制原理以及輸出電流誤差，揭示了輸入電壓與輸出電流精度之間的關(guān)系。通過引入輸入電壓前饋控制，提出了高精度高功率因數(shù)CRM PSR反激LED驅(qū)動電源，消除了輸入電壓對變換器輸出電流精度的影響。最后通過實驗結(jié)果，驗證理論分析的正確性。

2 高功率因數(shù)PSR反激LED驅(qū)動電源

圖1為高功率因數(shù)CRM PSR反激LED驅(qū)動電源電路框圖，它由整流橋、變壓器 T1、原邊開關(guān)管Q1、副邊續(xù)流二極管D1、輸出電容Co、原邊反饋計算電路、運算放大器和過零檢測(Zero Crossing Detection，ZCD)電路等元件構(gòu)成。

圖2為驅(qū)動電源的主要工作波形。由圖2可知，在一個開關(guān)周期內(nèi)，變換器有三個工作模態(tài)。在t0時刻，開關(guān)管Q1開通，變壓器原邊電流ip開始線性增加，二極管D1反向關(guān)斷。在t1時刻，開關(guān)管Q1關(guān)斷，二極管D1導(dǎo)通，變壓器釋放能量，副邊電流is線性減小。在t2時刻，變壓器副邊電流is下降到零，由于變壓器勵磁電感LM和開關(guān)管Q1寄生電容CQ諧振，在t3時刻，當ZCD電路檢測到輔助繞組上的電壓ua從高電平諧振到低電平時，開關(guān)管Q1再次開通，開始下一個開關(guān)周期。由于變壓器勵磁電感LM和開關(guān)管Q1寄生電容CQ諧振時間和ZCD電路延遲時間，導(dǎo)致檢測到的過零點和實際的副邊電流過零點之間一定的延時Tr［3］，則變換器的開關(guān)周期TS(t)為:

式中，TQ(t)為開關(guān)管導(dǎo)通時間;TD(t)為二極管D1導(dǎo)通時間;Tr為ZCD延遲時間。

圖1 高功率因數(shù)CRM PSR反激變換器LED驅(qū)動電源的電路框圖Fig．1 Block diagram of high PF CRM PSR flyback LED driver

圖2 驅(qū)動電源的主要工作波形Fig．2 Main waveforms of driver

根據(jù)反激變換器的工作原理，t1時刻流過二極管D1的電流峰值isp(t)為:

式中，ipp(t)為變壓器原邊電流峰值;np為變壓器的原邊匝數(shù);ns為變壓器的副邊匝數(shù);ucs_p(t)為一個開關(guān)周期內(nèi)采樣電阻Rcs上的電壓峰值。

由圖2可知，一個開關(guān)周期流過二極管D1電流的平均值id_av(t)為:

由于在半個工頻周期內(nèi)流過Co的電流平均值為零，因此LED驅(qū)動電源的輸出電流平均值為半個工頻周期內(nèi)流過D1電流的平均值。則LED驅(qū)動電源輸出電流為:

對于給定LED驅(qū)動電源，變壓器匝數(shù)與采樣電阻Rcs為定值。因此，控制uFB(t)在半個工頻周期內(nèi)穩(wěn)定，LED就可以獲得恒定的工作電流。由uFB(t)的表達式和圖1可知，通過采樣Rcs上的峰值電壓得到ucs_p，由ZCD信號通過時間采樣電路得到TQ和TD，最后經(jīng)過運算電路得到uFB(t)的值。將uFB(t)與給定的參考UREF比較，經(jīng)過誤差放大器調(diào)整TQ，從而實現(xiàn)uFB(t)在半個工頻周期內(nèi)穩(wěn)定，因此LED驅(qū)動電源輸出電流為:

3 輸出電流誤差分析

實際工作波形如圖3所示，開關(guān)管的實際關(guān)斷時刻與開關(guān)信號的延遲時間為Td，在Td內(nèi)，變壓器原邊電流iP線性上升，由于部分電流流經(jīng)開關(guān)管柵源極寄生電容，采樣電阻上電壓ucs下降，從而不能達到理論峰值u'cs_p［3］。

圖3 實際工作波形Fig．3 Actual main waveforms

由圖3和式(3)可知，LED驅(qū)動器工作時，在一個開關(guān)周期內(nèi)實際流過二極管D1電流的平均值i'd_av(t)為:

式中，m=ucs_p/(TQ－Td)，為采樣電阻Rcs上電壓線性上升的斜率?；喪?6)可得:

根據(jù)式(3)和式(7)可得:

式中

由式(8)可以知道，實際流過D1電流的平均值i'd_av(t)由兩部分疊加而成:流過D1電流的平均值的理論計算值id_av(t)和開關(guān)管關(guān)斷延遲所引起的誤差電流id_e(t)。

為了實現(xiàn)功率因數(shù)校正，需要調(diào)節(jié)誤差放大器使反饋環(huán)路的帶寬小于20Hz。系統(tǒng)穩(wěn)定工作時，可以認為誤差放大器的輸出Ucomp在半個工頻周期內(nèi)是恒定的。設(shè)鋸齒波的斜率為S，則開關(guān)管Q1的導(dǎo)通時間TQ為恒定值Ucomp/S。

因此，變壓器的實際原邊電流峰值i'pp(t)為:

式中，TQ=Ucomp/S;uin(t)為輸入正弦波電壓;LM為變壓器的勵磁電感量。根據(jù)反激變換器的工作原理，二極管D1導(dǎo)通時間為:

式中，Uo為電容Co上的電壓。采樣得到的ucs_p(t)為:

由于Tr和Td遠小于TQ，忽略Tr/TQ和Td/TQ，將式(11)和式(12)代入式(9)可得:

式中

由式(5)、式(7)和式(13)可得驅(qū)動器的實際輸出電流為:

由式(15)可知，由于誤差的存在，驅(qū)動器的實際輸出電流偏離理論值。

4 高精度CRM PSR反激LED驅(qū)動電源

4.1 控制原理

觀察式(15)，增大變壓器的勵磁電感LM或者減小關(guān)斷延遲時間Td，均可以減小LED驅(qū)動器輸出電流的誤差。但是，輸出電流的誤差并不能完全消除，如果參考電壓不是定值UREF，而是取值uREF為:

此時由式(15)可以得到采用改進控制的LED驅(qū)動器實際輸出電流為:

對比式(15)與式(17)可知，采用改進控制的CRM PSR反激LED驅(qū)動電源，消除了誤差電流對輸出電流的影響，從而提高了LED驅(qū)動電源的輸出電流精度。

4.2 實現(xiàn)方式

由式(14)可知，要得到函數(shù)Fd_e(t)在半個工頻周期內(nèi)的平均值u，需要采集輸入電壓和輸出電壓信息并通過乘法器、除法器運算，實現(xiàn)起來比較復(fù)雜。因此，本文考慮采用關(guān)于輸入電壓有效值Uin、負載電壓Uo的一次函數(shù)來擬合u值，即:

式中，A、B分別為由一次函數(shù)擬合得到的Uin與Uo的系數(shù)。當輸入電壓的變化范圍是AC 90～265V，設(shè)計功率為P時，可以得到系數(shù)A、B為:

圖4為在參數(shù)np∶ns=38∶10、LM=580μH、Rcs=0.2Ω和Td=160ns的條件下，u(Uin，Uo)及其擬合函數(shù)在不同輸入電壓、輸出電壓下的曲線圖。由圖4可知，擬合函數(shù)降低了控制電路計算復(fù)雜程度，同時可以反映u值的大小。

圖4 函數(shù)u關(guān)于Uin、Uo的關(guān)系曲面Fig．4 Surface of u as function of Uinand Uo

本文提出的帶輸入電壓前饋控制高功率因數(shù)PSR CRM反激LED驅(qū)動電源，在圖1所示的傳統(tǒng)高功率因數(shù)PSR CRM反激LED驅(qū)動電源基礎(chǔ)上，增加了圖5所示的參考電壓計算電路。

圖5 參考電壓計算電路框圖Fig．5 Block diagram of reference voltage calculation

由圖5可知，UCC由變壓器T1輔助繞組經(jīng)過二極管整流后的電壓UC分壓產(chǎn)生。忽略D1和D2的導(dǎo)通電壓，輸出電壓Uo與UC電壓的比值與變壓器副邊匝數(shù)ns與輔助繞組匝數(shù)na的比值相等，即:

輸入電壓經(jīng)過電阻分壓后經(jīng)過一個RC低通濾波器，得到輸出的電壓Uav為:

設(shè)定電阻R1、R2、R3和R4的阻值，使其滿足以下關(guān)系:

根據(jù)式(20)～式(22)、圖5可得新參考電壓uREF為:

由式(16)～式(18)以及式(23)可得，新的控制方式可以提高高功率因數(shù)PSR CRM反激LED驅(qū)動電源輸出電流的精度。

5 實驗驗證

為了驗證以上分析的正確性，分別設(shè)計傳統(tǒng)和改進的高功率因數(shù)CRM PSR反激LED驅(qū)動電源進行對比實驗。實驗電路參數(shù)為:輸入工頻電壓有效值為90～264V，電網(wǎng)頻率fL=50Hz，LM=580μH，np∶ns=38∶10，Rcs=0.2Ω，Co=2 200μF×2，UREF= 0.125V，LED的正向電壓為24V，LED額定電流為1.2A。

圖6為改進后高功率因數(shù)PSR CRM反激LED驅(qū)動電源的PWM、采樣電阻Rcs上電壓和變壓器原邊電流波形。由圖6可知開關(guān)管的關(guān)斷延遲時間Td約為160ns。

圖6 PWM、ucs和iP的實驗波形Fig．6 Experiment waveforms of PWM，ucsand iP

圖7為輸入電壓有效值為220V時改進后電路的輸入電壓、輸入電流和輸出電流的實驗波形。由圖7可知，LED驅(qū)動電源能恒定LED負載的電流，且輸入電流能跟隨輸入電壓，實現(xiàn)功率因數(shù)校正。

圖7 220V輸入時的實驗波形Fig．7 Experiment waveforms at 220V input

圖8為傳統(tǒng)的和改進的高功率因數(shù)CRM PSR反激LED驅(qū)動電源輸出電流與輸入電壓的關(guān)系曲線。由圖8可知，在全范圍輸入電壓條件下，輸入電壓前饋控制的高功率因數(shù)CRM PSR反激LED驅(qū)動電源極大地消除了輸入電壓對變換器輸出電流精度的影響，在90～264V輸入電壓范圍內(nèi)，LED電流的誤差在1%以內(nèi)，獲得了更精確的輸出電流。

圖8 輸出電流與輸入電壓關(guān)系曲線Fig．8 Relation of output current and input voltage

圖9給出了改進后的LED驅(qū)動電源，在90～264Vac輸入電壓范圍的功率因數(shù)和效率實驗數(shù)據(jù)。由圖9可知，改進后的高功率因數(shù)PSR CRM反激LED驅(qū)動電源的功率因數(shù)可以保持在0.96以上，效率不低于90%。

圖9 PF值、效率與輸入電壓曲線Fig．9 Curve of input voltage vs．power factor and efficiency

6 結(jié)論

本文詳細分析了高功率因數(shù)CRM PSR反激LED驅(qū)動電源的恒流原理以及存在輸出電流誤差的問題。提出帶輸入電壓前饋的高功率因數(shù)CRM PSR反激LED驅(qū)動電源，基本消除了輸入電壓對輸出電流精度的影響。樣機實驗結(jié)果證明了帶輸入電壓前饋的高精度高功率因數(shù)PSR CRM反激LED驅(qū)動電源具有高功率因數(shù)和高效率的優(yōu)點，同時比傳統(tǒng)高功率因數(shù)CRM PSR反激LED驅(qū)動電源具有更高的輸出電流精度。

［1］Wendt M，Andriesse J W．LEDs in real lighting applications:from niche markets to general lighting［A］．2006 IEEE Industry Applications Conference，41st IAS Annual Meeting［C］．2006.5:2601-2603．

［2］Zhang J，Zeng H，Jiang T．A primary-side control scheme for high-power-factor LED driver with TRIAC dimming capability［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27(11):4619-4629．

［3］Hsiao-Hsing Chou，Yuh-Shyan Hwang，Jiann-Jong Chen．An adaptive output current estimation circuit for a primary-side controlled LED driver［J］．IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28(10):4811-4819．

［4］Wu C N，Chen Y M，Chen Y L．High-precision constant output current control for primary-side regulated flyback converters［A］．2013 Twenty-Eighth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC)［C］．2013.3092-3095．

High accuracy high power factor primary side regulation CRM flyback LED driver

GAO Xu，XU Jian-ping，YAN Tie-sheng
(Key Laboratory of Magnetic Suspension Technology and Maglev Vehicle，Ministry of Education，School of Electrical Engineering，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China)

The operation theory of the primary side regulation(PSR)high power factor(PF)critical conduction mode(CRM)flyback LED driver without optocoupler is analyzed in this paper．Through analyzing the operation theory of traditional PSR high PFC CRM flyback LED driver，the relationship between input voltage and the error output current is given．In order to improve the output current accuracy of PSR high PF CRM flyback LED driver，a novel high accuracy high power factor CRM PSR flyback LED driver is proposed．By introducing the control with input voltage feed-forward to eliminate the influence of the input voltage to the output current accuracy of the LED driver，high accuracy high power factor PSR CRM flyback LED driver can be achieved．So that the use of primary side regulation on LED driver is more feasible．Finally，the experimental results of traditional and proposed PSR high PFC CRM flyback LED driver verify the correctness of the theoretical derivation．

primary side regulation;critical conduction mode;flyback converter;input voltage feedforward;LED driver

TM461

:A

:1003-3076(2015)11-0069-06

2014-08-01

國家自然科學(xué)基金(51177140)、中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費專項資金(2682013ZT20)資助項目

高 旭(1989-)，男，四川籍，碩士研究生，研究方向為功率因數(shù)校正變換器;

許建平(1963-)，男，貴州籍，教授，博士，研究方向為電力電子與電力傳動。