基于CDM升壓?jiǎn)卧母咴鲆鍮oost變換器

蘇東奇，周雒維，羅全明，邾玢鑫

（重慶大學(xué) 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶 400044）

0 引言

在能源危機(jī)、大氣污染和溫室效應(yīng)等多重全球性問(wèn)題的挑戰(zhàn)下，開(kāi)發(fā)新型潔凈可再生能源已成為一個(gè)重要的問(wèn)題。太陽(yáng)能發(fā)電技術(shù)由于其本身無(wú)污染、可再生以及資源豐富等優(yōu)點(diǎn)，被認(rèn)為是最具發(fā)展?jié)摿Φ男滦桶l(fā)電技術(shù)之一[1-4]。

光伏電池模塊內(nèi)部是由多個(gè)小的光伏電池單元串并聯(lián)組成的，若這些電池單元所受光照強(qiáng)度不一致而又串聯(lián)工作時(shí)，會(huì)導(dǎo)致整個(gè)電池模塊的性能下降，并可能產(chǎn)生局部熱點(diǎn)，影響整個(gè)光伏電池模塊的使用壽命[3-4]。因此，光伏電池模塊內(nèi)部的電池單元不宜串聯(lián)過(guò)多，其端電壓通常在50 V以下。然而，并網(wǎng)逆變器所需直流電壓通常為380 V（全橋）或760 V（半橋）以上，因此光伏電池模塊和和逆變器之間需要一個(gè)升壓變換器進(jìn)行匹配，傳統(tǒng)的Boost變換器存在電壓電流應(yīng)力大、電磁干擾嚴(yán)重、效率低等不足[5]，如何實(shí)現(xiàn)高效率、高升壓DC/DC變換已成為光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的研究熱點(diǎn)。

隔離型變換器由于自身帶有變壓器，可以實(shí)現(xiàn)高升壓變換。然而，目前多數(shù)隔離型變換器是電壓型變換器[6-7]，輸入電流紋波較大，需要較大體積的輸入濾波電路以滿足光伏電池的要求[8-10]?；隈詈想姼械母呱龎鹤儞Q器由于漏感的存在，導(dǎo)致開(kāi)關(guān)器件電壓應(yīng)力大、損耗增加。通過(guò)有源或無(wú)源的方法可以解決漏感導(dǎo)致的上述問(wèn)題[11-15]，但又增加了主電路及控制的復(fù)雜度，一些方案同樣存在輸入電流紋波較大的不足?；陂_(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)的高升壓變換器存在開(kāi)關(guān)器件多、電流應(yīng)力高等不足[16-19]。 文獻(xiàn)[20]利用二極管和電容構(gòu)建了高升壓網(wǎng)絡(luò)，極大地減少了開(kāi)關(guān)管的數(shù)量，但存在電流尖峰大、電磁干擾嚴(yán)重等問(wèn)題，因此其功率等級(jí)一般最高只能達(dá)到數(shù)十瓦[20]。文獻(xiàn)[21]研究了一種多路輸入高升壓Boost變換器，包括n個(gè)由開(kāi)關(guān)、二極管和電感構(gòu)成的Boost變換單元，如各Boost變換單元輸入相同，可實(shí)現(xiàn)n倍增益變換，解決了開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)中存在的高電流尖峰問(wèn)題，同時(shí)也降低了開(kāi)關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力，但在增加電壓增益的同時(shí)需增加相同數(shù)量的Boost變換單元，導(dǎo)致電路相對(duì)復(fù)雜、成本偏高。為此，本文提出一種基于 CDM（Capacitor-Diode Multiplier）單元的高升壓Boost變換器，電路中只包括2個(gè)采用交錯(cuò)控制的開(kāi)關(guān)和2個(gè)電感，增加電壓增益只需增加由電容和二極管構(gòu)成的CDM單元，大幅降低了電路的復(fù)雜度，同時(shí)具備了開(kāi)關(guān)及二極管電壓應(yīng)力低、自動(dòng)均流等優(yōu)點(diǎn)。

1 拓?fù)渫蒲?/h2>

基本Boost變換器如圖1所示，工作于電感電流連續(xù)模式（CCM）時(shí)，電壓增益M為：

其中，D為開(kāi)關(guān)占空比。

圖1 基本Boost變換器Fig.1 Basic Boost converter

為了提高變換器的電壓增益，可以在Boost三端網(wǎng)絡(luò)中引入一個(gè)受控電壓源，如圖2（a）所示，根據(jù)電感L1的伏秒平衡可得：

進(jìn)一步可得此時(shí)電壓增益M為：

由式（3）可以看出只要受控電壓源電壓uv1大于零，即可提高電壓增益M。當(dāng)電容電壓紋波相對(duì)于其平均值很小時(shí)，電容可以等效為電壓源，電壓源電壓即為電容電壓，因此考慮把受控電壓源uv1用電容C1替代，但由于二極管VDo的單向?qū)щ娦裕瑹o(wú)法保證C1安秒平衡，電路不能進(jìn)入穩(wěn)態(tài)工作，因此必須為C1提供一條充電支路，如圖2（b）所示。當(dāng)開(kāi)關(guān)VT1導(dǎo)通時(shí)，電容電壓uv1可作為另一個(gè)Boost變換單元的輸出，如圖2（c）所示。在高升壓應(yīng)用場(chǎng)合，開(kāi)關(guān)占空比D通常大于0.5，因此開(kāi)關(guān) VT1、VT2采用交錯(cuò)控制（VT1、VT2的開(kāi)關(guān)占空比D相等，驅(qū)動(dòng)相位相差180°）即可保證VT2關(guān)斷時(shí)VT1導(dǎo)通，流過(guò)電感L2的電流通過(guò)二極管VD1向電容C1充電；在開(kāi)關(guān)VT1關(guān)斷、VT2導(dǎo)通時(shí)，流過(guò)電感L1的電流給電容C1放電，同時(shí)向負(fù)載供電，因此圖2（c）所示電路中的電容C1能實(shí)現(xiàn)安秒平衡，可以進(jìn)入穩(wěn)態(tài)工作。當(dāng)工作于CCM時(shí)，電容C1兩端的電壓uC1（即等效受控源電壓uv1）為：

由式（3）、（4）可得，圖 2（c）所示變換器的電壓增益M為：

其值是傳統(tǒng)Boost變換器電壓增益的2倍，對(duì)應(yīng)圖中包含一個(gè)由電容C1、二極管VD1構(gòu)成的CDM單元。從上述分析可見(jiàn)，受控電壓源電壓uv1的大小決定了變換器實(shí)現(xiàn)高增益的能力。

為進(jìn)一步提高電壓增益，考慮在引入的Boost三端網(wǎng)絡(luò)中引入受控電壓源uv2，如圖2（d）所示，此時(shí)受控電壓源電壓uv1為：

只要受控電壓源電壓uv2大于零，即可提高受控電壓源電壓uv1的值，達(dá)到進(jìn)一步提高電壓增益M的目的。如圖2（e）所示，把受控電壓源uv2用電容C2替代，在開(kāi)關(guān)管VT1關(guān)斷時(shí)VT2保持導(dǎo)通，通過(guò)引入二極管VD2，流過(guò)電感L1的電流一部分通過(guò)二極管VD2向電容C2充電，另一部分給電容C1放電，同時(shí)向負(fù)載供電；在開(kāi)關(guān)VT2關(guān)斷、VT1導(dǎo)通時(shí)，流過(guò)電感L2的電流給電容C2放電，同時(shí)給電容C1充電，因此圖2（e）所示電路中的電容 C1、C2可實(shí)現(xiàn)安秒平衡，變換器可進(jìn)入穩(wěn)態(tài)工作。當(dāng)工作于CCM時(shí)，電容C1、C2兩端電壓 uC1、uC2（即等效受控源電壓 uv1、uv2）分別為：

由式（3）、（7）可得，圖 2（e）所示變換器的電壓增益M為：

其值是傳統(tǒng)Boost變換器電壓增益的3倍，對(duì)應(yīng)圖中包含2個(gè)CDM升壓?jiǎn)卧?。依此類推，要?shí)現(xiàn)n倍傳統(tǒng)Boost變換器的電壓增益，只需引入n-1個(gè)CDM單元即可，如圖2（f）所示。下面以基于CDM升壓?jiǎn)卧?倍增益Boost變換器為例來(lái)闡述該變換器的工作原理和性能特點(diǎn)。

圖2 拓?fù)渫蒲軫ig.2 Topology derivation

2 工作原理

通過(guò)第1節(jié)的拓?fù)渫蒲菘芍?，基于CDM升壓?jiǎn)卧?倍增益Boost變換器包含3個(gè)CDM升壓?jiǎn)卧鐖D3所示。為簡(jiǎn)化分析過(guò)程，下面所有分析過(guò)程均做如下假設(shè)：電感電流iL1和iL2連續(xù)；電容Co、C1、C2、C3足夠大，其上電壓保持不變；所有器件都是理想器件，不考慮寄生參數(shù)等的影響；有源開(kāi)關(guān)VT1、VT2采用交錯(cuò)控制且開(kāi)關(guān)占空比D＞0.5。

圖3 4倍增益Boost變換器Fig.3 Boost converter with quadrupler voltage gain

在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)，變換器的主要工作波形（圖中D=0.6）如圖4所示，共有4個(gè)開(kāi)關(guān)模態(tài)。

圖4 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的主要波形Fig.4 Main operating waveforms in a switching cycle

a.開(kāi)關(guān)模態(tài) 1[t0，t1]。 在此開(kāi)關(guān)模態(tài)，開(kāi)關(guān) VT1、VT2導(dǎo)通，二極管 VDo、VD1、VD2、VD3關(guān)斷，電感電流 iL1、iL2均線性上升，電容電流 iC1、iC2、iC3等于零，電容電壓uC1、uC2、uC3保持不變，輸出電壓 uo下降。在 t1時(shí)刻，開(kāi)關(guān)VT2關(guān)斷，此開(kāi)關(guān)模態(tài)結(jié)束。

b.開(kāi)關(guān)模態(tài) 2（t1，t2]。 在此開(kāi)關(guān)模態(tài)，開(kāi)關(guān) VT1導(dǎo)通，VT2關(guān)斷，二極管 VD1、VD3導(dǎo)通，VDo、VD2關(guān)斷，電感電流iL1線性上升，iL2線性下降，電流iL2的一部分通過(guò)二極管VD3、開(kāi)關(guān)VT1給電容C3充電，另一部分通過(guò)電容C2、二極管VD1、開(kāi)關(guān)VT1給電容C1和C3充電，給電容 C2放電，電容電壓 uC1、uC3上升，uC2下降，輸出電壓uo下降。到t2時(shí)刻，開(kāi)關(guān)VT2導(dǎo)通，此開(kāi)關(guān)模態(tài)結(jié)束。

c.開(kāi)關(guān)模態(tài) 3（t2，t3]。 此開(kāi)關(guān)模態(tài)工作同開(kāi)關(guān)模態(tài)1。

d.開(kāi)關(guān)模態(tài) 4（t3，t4]。 在此開(kāi)關(guān)模態(tài)，開(kāi)關(guān) VT2導(dǎo)通，VT1關(guān)斷，二極管 VDo、VD2導(dǎo)通，VD1、VD3關(guān)斷，電感電流iL2線性上升，iL1線性下降，電流iL1一部分通過(guò)二極管VD2、開(kāi)關(guān)VT2給電容C2充電、C3放電，另一部分通過(guò)二極管VDo給電容C1、C3放電，同時(shí)向輸出濾波電容Co和負(fù)載供電，電容電壓uC1、uC3下降，uC2上升。到t4時(shí)刻，開(kāi)關(guān)VT1導(dǎo)通，此開(kāi)關(guān)模態(tài)結(jié)束，開(kāi)始下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的工作。

3 性能分析

根據(jù)上述4倍增益Boost變換器的工作原理，下面對(duì)其進(jìn)行性能分析，并將分析結(jié)果推廣到含有n-1個(gè)CDM升壓?jiǎn)卧膎倍增益Boost變換器，以便根據(jù)輸入輸出參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。

3.1 電壓增益M

根據(jù)電感L1的伏秒平衡可得：

根據(jù)電感L2的伏秒平衡可得：

由式（10）—（13）可以得到：

因此電壓增益M為：

同理可以得到圖2（f）所示的n倍增益Boost變換器的電壓增益M為：

3.2 開(kāi)關(guān)管及二極管的電壓

根據(jù)變換器的工作原理，有源開(kāi)關(guān)VT1、VT2的電壓應(yīng)力uvpVT1和uvpVT2為：

二極管VDo的電壓應(yīng)力uvpDo為：

二極管 VD1、VD2、VD3的電壓應(yīng)力 uvpD1、uvpD2、uvpD3為：

同理可以得到n倍增益Boost變換器中開(kāi)關(guān)管VT1、VT2的電壓應(yīng)力為：

二極管VDo的電壓應(yīng)力uvpDo為：

二極管 VD1、…、VD（n-1）的電壓應(yīng)力為：

由上述分析可知，有源開(kāi)關(guān)VT1、VT2及二極管VDo的電壓應(yīng)力為輸出電壓uo的1/n，其余二極管VD1、…、VD（n-1）的電壓應(yīng)力為輸出電壓 uo的 2/n，與傳統(tǒng) Boost變換器相比，無(wú)論是開(kāi)關(guān)管還是二極管的電壓應(yīng)力都得到了很大的降低，因此可以選擇低耐壓開(kāi)關(guān)器件和二極管，有助于進(jìn)一步提高效率。

3.3 開(kāi)關(guān)管及二極管的電流

由于電感電流iL1、iL2連續(xù)，忽略電感電流紋波，設(shè)它們的值分別為IL1和IL2。同樣忽略輸入電流iin的紋波，設(shè)其值為Iin。根據(jù)電容C3的安秒平衡可得：

即：

由式（26）可知，在開(kāi)關(guān) VT1、VT2的占空比相等的情況下，電感電流可以實(shí)現(xiàn)自動(dòng)均流，無(wú)需采用任何有源均流控制。

設(shè)開(kāi)關(guān)管電流iVT1、iVT2的平均值分別為IVT1和IVT2，二極管電流 iDo、iD1、iD2、iD3的平均值分別為 IDo、ID1、ID2、ID3。根據(jù)變換器工作原理，流過(guò)開(kāi)關(guān)管的電流平均值分別為：

由于穩(wěn)態(tài)工作時(shí)電容電流平均值為零，于是可得：

又由于：

因此：

通過(guò)類似推導(dǎo)，對(duì)于n倍增益Boost變換器，當(dāng)n是偶數(shù)時(shí)，電感電流及流過(guò)開(kāi)關(guān)管和二極管的電流平均值分別為：

當(dāng)n是奇數(shù)時(shí)，電感電流及流過(guò)開(kāi)關(guān)管和二極管的電流平均值分別為：

通過(guò)上述分析可知，相比于其他借助于開(kāi)關(guān)電容實(shí)現(xiàn)輸入輸出高升壓變換的拓?fù)?，該電路在工作過(guò)程中不存在電容與電容直接并聯(lián)的情況[21]，電路工作中不存在電流尖峰流過(guò)各個(gè)元器件。

4 實(shí)驗(yàn)研究

為了驗(yàn)證前述理論分析的正確性，搭建了4倍增益Boost變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，主要輸入輸出參數(shù)為：額定輸入電壓30 V，額定輸出電壓400 V，額定輸出功率300 W，開(kāi)關(guān)頻率fs=50 kHz，開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)由DSP28335編程輸出2路PWM信號(hào)經(jīng)過(guò)74HC573放大和光耦隔離以后獲得。主要功率器件選擇如下：開(kāi)關(guān)管VT1、VT2的型號(hào)為 CMF20120D，二極管 VDo、VD1、VD2、VD3的型號(hào)為 IDT12S60C，電感 L1=L2=300 μH，電容 C1=C2=C3=12 μF，輸出濾波電容 Co=50 μF。

實(shí)驗(yàn)波形如圖5所示，其中圖5（a）為開(kāi)關(guān)管VT1、VT2的驅(qū)動(dòng)信號(hào) s1、s2，輸入電壓 uin及輸出電壓 uo的波形，占空比約為0.7，實(shí)現(xiàn)高升壓變換的同時(shí)避免了極大占空比，與理論分析一致。圖5（b）所示為輸入電流iin及電感電流iL1、iL2的波形，可以看出iL1和iL2的平均值近似相等，實(shí)現(xiàn)了電感電流無(wú)源均流，輸入電流紋波頻率為開(kāi)關(guān)頻率的2倍，紋波峰峰值得到降低，因此可減小輸入濾波器的體積。圖5（c）為開(kāi)關(guān)管VT1、VT2兩端電壓uVT1、uVT2的波形以及流過(guò)開(kāi)關(guān)管 VT1、VT2的電流 iVT1、iVT2的波形，可以看出，它們兩端的電壓應(yīng)力均為100 V左右，即為輸出電壓的1/4。圖 5（d）所示為二極管 VD1、VD2兩端電壓 uD1、uD2的波形，電壓均為200 V左右，與理論分析一致。圖5（e）所示為二極管 VDo、VD3兩端電壓 uDo、uD3的波形，其中VDo兩端的電壓約為100 V，VD3兩端的電壓為200 V左右，與理論分析一致。圖5（f）所示為電容電壓uC1、uC2、uC3的波形，其中 uC1、uC2約為輸出電壓的 1/2，uC3約為輸出電壓的1/4，與理論分析一致。

實(shí)測(cè)效率η曲線如圖6所示，在輸出功率Po為100 W時(shí)效率最大，達(dá)到93.8%。

圖5 實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms

圖6 效率曲線Fig.6 Efficiency curve

5 結(jié)論

本文提出了一種基于CDM升壓?jiǎn)卧母呱龎築oost變換器，對(duì)其拓?fù)渫蒲葸M(jìn)行了詳細(xì)的闡述，在此基礎(chǔ)上對(duì)其工作原理、性能特點(diǎn)進(jìn)行了詳細(xì)的分析，最后進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)果表明其具有如下特點(diǎn)：

a.通過(guò)選擇的合適增益單元個(gè)數(shù)，可以實(shí)現(xiàn)高升壓變換的同時(shí)避免出現(xiàn)極大占空比；

b.輸入電流紋波頻率是開(kāi)關(guān)頻率的2倍，紋波峰峰值得到降低，可減小輸入濾波器的體積；

c.開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力僅為傳統(tǒng)Boost變換器的1/n，二極管的電壓應(yīng)力同樣得到了大幅下降，可以采用低耐壓器件以提高效率；

d.電感電流可以實(shí)現(xiàn)自動(dòng)均流，無(wú)需任何有源均流控制；

e.與采用開(kāi)關(guān)電容實(shí)現(xiàn)高升壓的變換器相比，所采用開(kāi)關(guān)管數(shù)量少，不存在電流尖峰，從而提高了變換器效率。