基于耦合電感消除占空比丟失的模塊型全橋光伏變換器

蔣 贏 ，張 希 ，胡 鵬 ，張海燕

（1.上海電機學院 電氣學院，上海 200240；2.中國船舶重工集團 第704研究所，上海 200030）

0 引言

為了盡量提高太陽能電池板的效率，滿足設計靈活等要求，模塊型光伏發(fā)電系統(tǒng)得到了越來越多的重視，這也是光伏發(fā)電系統(tǒng)［1-5］的發(fā)展趨勢。在模塊型光伏發(fā)電系統(tǒng)中，每塊太陽能電池板都配備有光伏變換器以直接輸出滿足負載需求的交流電，系統(tǒng)中的太陽能電池板并入和撤離系統(tǒng)比較容易，能夠實現(xiàn)即插即用，系統(tǒng)設計靈活。由于模塊型光伏發(fā)電系統(tǒng)中單塊太陽能電池板輸出電壓等級低，因此，光伏變換器要具備升壓和逆變2個功能，即光伏變換器的DC/DC級進行升壓，DC/AC級輸出交流電。

移相全橋電路［6-11］是應用較多的DC/DC變換器，其效率高，結構簡單，但存在占空比丟失問題。為此文獻［12-14］提出了一些改進方法，但均增加了開關管等輔助電路，結構相對復雜，系統(tǒng)穩(wěn)定性下降，且增加了控制方法的復雜度，具體實現(xiàn)起來難度大，也增加了控制成本。

本文提出將耦合電感引入到變換器的DC/DC級移相全橋電路的倍壓整流側，結構簡單，無需額外的輔助電路，主要實現(xiàn)以下功能：第一，減少占空比丟失，在DC/DC級移相全橋電路中導致占空比消失的原邊循環(huán)電流期間，通過耦合電感間的耦合作用，即互感的引入，降低環(huán)流期間的電感量，消減導致占空比丟失的循環(huán)電流，進而減少占空比丟失以及由于占空比丟失所造成的輸出波形失真；第二，保證濾波質量，在消除了由于占空比丟失所造成的輸出波形失真的同時，耦合電感僅在導致占空比消失的環(huán)流期間降低電感量，而在其他工作模態(tài)依然保持耦合前的電感量，進而保證濾波效果；第三，實現(xiàn)DC/DC級移相全橋電路的軟開關，即通過移相的方式，使開關管的反并聯(lián)二極管續(xù)流，實現(xiàn)超前臂零電壓開關。

本文在光伏變換器的DC/DC級采用移相全橋電路，并采用倍壓整流電路以提高升壓比，最終DC/DC級輸出經(jīng)SPWM環(huán)節(jié)調制的工頻正弦半波電壓。因此，DC/AC級只需工頻逆變橋對正弦半波進行翻轉即可輸出交流電，由于逆變橋工作在工頻，控制簡單且開關損耗很小可忽略不計，進而可提高整體變換器的效率。本文分析了引入耦合電感的變換器工作原理，包括耦合電感分析以及引入耦合電感后的DC/DC級移相全橋電路的開關模態(tài)分析及DC/AC級工作原理分析；重點分析了耦合電感減少占空比丟失的原理；最后通過實驗樣機進行實驗驗證。

1 基于耦合電感的光伏變換器工作原理

圖1 模塊型光伏發(fā)電系統(tǒng)結構圖Fig.1 Configuration of modular PV system

圖1為模塊型光伏發(fā)電系統(tǒng)結構圖，太陽能電池板具備儲能環(huán)節(jié)，經(jīng)最大功率點跟蹤電路后給蓄電池充電，再經(jīng)變換器升壓和逆變，最終輸出交流電給負載。本文所研究的變換器主要是從蓄電池的43～53 V DC到負載端220 V AC的部分。

圖2為基于耦合電感的模塊型光伏變換器，分析工作原理前作如下假設：

a.Uin表示太陽能電池板經(jīng)蓄電池輸出的電壓；

b.開關管VT1—VT4和VQ1—VQ4為理想開關管，VD1—VD4和C1—C4為VT1—VT4的寄生二極管和電容；

c.變壓器為理想變壓器，n為匝比，且UP/US=iS/iP=n，其中 UP和 US為原、副邊電壓，iP和 iS為原、副邊電流；

d.電感Lf1和Lf2繞在一個磁芯上為耦合電感，ULf1和ULf2分別為Lf1和Lf2上的電壓；

e.二極管 VDr1、VDr2和電容 Cr1、Cr2構成倍壓整流電路，電容 Cr1、Cr2上的電壓為 UCr1、UCr2，倍壓整流輸出電壓為UDC，且UDC=UCr1+UCr2，進而達到倍壓的效果，且 Cr1=Cr2，UCr1=UCr2=UDC/2；

f.輸出交流電壓為Uo。

圖2 基于耦合電感的全橋光伏變換器Fig.2 Full-bridge PV converter with coupled inductors

1.1 耦合電感

圖3（a）為耦合電感的磁芯結構，電感Lf1和Lf2繞在EI磁芯的2個側柱上，R1、R2和Rc為左右2個磁柱和中柱的磁阻，NLf1和NLf2為電感Lf1和Lf2的匝數(shù)，ΦLf1和ΦLf2為電感Lf1和Lf2繞組產(chǎn)生的磁通，且ΦLf1和ΦLf2是相互增強的。根據(jù)圖3（b）所示的耦合電感的磁路圖，ΦLf1和ΦLf2可表示為：

圖3 耦合電感的磁芯結構Fig.3 Structure of magnetic core of coupled inductor

進而，耦合電感電壓ULf1和ULf2可表示為：

將式（1）代入式（2），即可得到耦合電感的表達式：

其中，M為互感，可通過調整中柱的氣隙，即調節(jié)Rc來調整互感的大小。

1.2 基于耦合電感的DC/DC級工作模態(tài)分析

圖4 為 DC/DC 級的高頻工作波形，其中，UVT1，GS—UVT4，GS為開關管 VT1—VT4的驅動信號，T=t5-t0，T 為半個工作周期，DshiftT=t1-t0，Dshift為正弦半波調制占空比。

圖4 DC/DC級的高頻工作波形Fig.4 High-frequency operational waveforms of DC/DC stage

在每個周期中，基于耦合電感的DC/DC級移相全橋電路共有6個開關模態(tài)，根據(jù)耦合電感的表達式（3），可作如下工作模態(tài)分析。

a.開關模態(tài) 1［t0，t1）。從 t0到 t1，VT1和 VT4同時開通，變壓器原邊電壓為Uin，副邊電壓為Uin/n。VDr1導通，副邊電感Lf1開始儲能，電感電流 iLf1（t）給Cr1充電，VDr2截止，iLf2（t）=0，iLf1（t）=iS（t）。耦合電感 Lf1上的電壓ULf1可表示為：

因 iLf2（t）=0，根據(jù)式（5）原邊電流 iP（t）可得：

b.開關模態(tài) 2［t1，t2）。在 t1時刻，VT1關斷，VT4仍然開通，iP（t）通過 VD3和 C3進行續(xù)流，由于 C3電容值較小，放電較快，最終此模態(tài)通過VD3續(xù)流，因此t1到t2期間開通VT3，可實現(xiàn)VT3的零電壓開通。由于VD3導通，變壓器原邊電壓被箝位為零，進而副邊電壓為零。電感電流 iLf1（t）續(xù)流，VDr1導通，iLf1（t）給 Cr1通電，VDr2截止，iLf2（t）=0。耦合電感 Lf1上的電壓 ULf1和原邊電流 iP（t）可表示為：

c.開關模態(tài) 3［t2，t3）。在 t2時刻，VT4關斷，原邊電流 iP（t）由開關管 VT2的反并聯(lián)二極管 VD2，以及VT3的反并聯(lián)二極管VD3構成閉合回路。因此，此段時間內不管是否開通VT2，電流經(jīng)VT2和VT3的反并聯(lián)二極管逆向流經(jīng)電源形成閉合回路，所以電源的輸出電流無法通過VT2和VT3向負載正向傳遞能量，造成占空比丟失。因原邊電流通過二極管逆向流經(jīng)電源，所以原邊電壓為 -Uin，副邊電壓為 -Uin/n，VDr1因iLf1（t）續(xù)流導通，VDr2因變壓器副邊電壓極性翻轉而導通。耦合電感Lf1和Lf2上的電壓、電流以及原邊電流 iP（t）可表示為：

d.開關模態(tài) 4［t3，t4）。在 t3時刻，iLf1（t）=iLf2（t），iP（t）降到零，iLf1（t）和 iLf2（t）繼續(xù)續(xù)流給 Cr1和 Cr2充電，且ULf1+ULf2=UCr1+UCr2=UDC。耦合電感電壓和電流可表示為：

e.開關模態(tài) 5［t4，t5）。從 t4時刻起，iLf1（t）和 iLf2（t）降到零，電感儲能釋放完畢。

f.開關模態(tài) 6［t5，t6）。從 t5時刻起，下半周期開始，工作模態(tài)6和開關模態(tài)1分析相似。

1.3 DC/AC級工作原理

圖4所示的DC/DC級高頻工作波形中只給出了某一個移相區(qū)間的工作波形。為使倍壓整流側輸出正弦半波，占空比Dshift按照正弦半波規(guī)律進行調制，即通過移相的方式使VT1和VT4以及VT2和VT3的重合區(qū)間按照正弦半波規(guī)律變化，如圖5所示。圖中，①、②、③、④分別代表 UVT1，GS、UVT2，GS、UVT3，GS、UVT4，GS；ΔT=DshiftT。最終，Dshift經(jīng)正弦半波SPWM移相調制，使倍壓整流側的2個電容電壓UCr1和UCr2為正弦半波，因為UDC=UCr1+UCr2，則UDC為正弦半波倍壓。

圖5 正弦半波移相調制Fig.5 Sinusoidal semiwave phase-shift modulation

DC/DC級輸出的工頻半波正弦電壓UDC經(jīng)工頻逆變橋VQ1—VQ4產(chǎn)生交流電Uo，如圖6所示，即：

圖6 DC/AC級工頻工作波形Fig.6 Line-frequency operational waveforms of DC/AC stage

由于逆變橋工作在工頻，且在過零點進行切換，開關損耗可忽略不計，控制方式簡單可靠，控制成本低。

2 耦合電感對變換器電氣性能的影響

耦合電感主要有2個功能：一是保持耦合前的濾波效果；二是減少了占空比丟失現(xiàn)象。

電感耦合后，在t0到t2期間，電感Lf1上的電壓表達式為：

此段時間電源向負載傳遞能量，電感主要完成濾波功能，由于這段期間內 iLf2（t）=0，進而 MdiLf2/dt=0，互感M對電感Lf1上電流變化量不產(chǎn)生影響，自感保持為耦合前的自感Lf1，即耦合后不影響濾波效果。且在t1到t2期間，由于開關管VT3的反并聯(lián)二極管續(xù)流可實現(xiàn)零電壓開通。

t2時刻后，電感耦合前后原邊電流對比波形如圖7所示。圖7（a）為電感耦合前的原邊電流波形，其電流表達式為：

圖7 利用耦合電感減少占空比丟失的原理波形Fig．7 Schematic waveforms of reducing duty cycle loss by coupled inductors

在t5時刻，VT2開通，則要求電源向負載傳遞能量，但此時由于原邊電流還沒降為零，依然在通過VT2的反并聯(lián)二極管續(xù)流，無法使電源向負載正向傳遞能量，造成占空比丟失，需等到原邊電流降為零才能向負載正向傳遞能量，即在t5到t′5期間，占空比丟失。由于占空比Dshift是按照正弦半波進行調制的，而一旦占空比丟失將直接導致正弦半波波形失真，影響最終交流輸出的電能質量。

為減少占空比丟失所造成的波形失真，應使開關管VT2開通前，其反并聯(lián)二極管中的電流釋放完畢，即原邊電流降到零，從而保證只要VT2開通，電源就正向向負載傳遞能量，完成正弦半波調制作用。

本文提出的耦合電感，能在t2時刻后，通過互感的引入，降低等效電感量，從而使原邊電流快速下降，進而消除占空比丟失現(xiàn)象，如圖7（b）所示。t2時刻后，電感耦合后的原邊電流表達式為式（12），通過對比式（12）和耦合前電流表達式（17）可知，耦合前的電感Lf1和Lf2在耦合后其等效電感變?yōu)槭剑?2）等式右側分母中的（Lf1Lf2-M2）/（Lf2+M）和（Lf1Lf2-M2）÷（Lf1+M）。由于互感M的引入，Lf1Lf2-M2變小，進而等效電感量減少，使iP（t）快速下降，從而減少占空比丟失。如果電感間的耦合為緊耦合，即時，等效電感量理論上可為零。

綜上，耦合電感能快速降低導致占空比丟失的原邊循環(huán)電流，而在其他時段，電感量不降低，保持濾波效果。而耦合電感的選取可先確定最基本的濾波電感 Lf1和 Lf2，通過式（4）可知，由于自感 Lf1和 Lf2的確定，互感主要通過調整中柱的氣隙，即調節(jié)Rc來確定互感的大小。

3 實驗結果

實驗參數(shù)為：太陽能電池板經(jīng)蓄電池輸出為43～53 V，功率為120 W，變換器輸出電壓為220 V AC，阻性負載，負載電流為0.5 A，變壓器原副邊匝比為1∶4.5，耦合電感 Lf1=Lf2=180 μH，互感 M=60 μH，Cr1=Cr2=0.47 μF，Dshift的最大值為 0.75，DC/DC 級的開關頻率為 50 kHz，DC/AC級的開關頻率為 50 Hz。在DC/DC級，Dshift按照正弦半波規(guī)律進行控制。

為對比驗證耦合電感對變換器電氣性能的影響，先在濾波電感沒有耦合的情況下，測試了變換器的工作波形，如圖8所示。圖8（a）為Dshift=0.75時變壓器原邊電流iP波形和原邊電壓UP波形，在Dshift較大時，原邊電流iP較大，滯后管的反并聯(lián)二極管導通造成占空比丟失，此段時間電源無法正向向負載傳遞能量，Dshift失去其調制作用。圖8（b）為Dshift在從0到0.75期間按正弦半波規(guī)律進行調制時倍壓整流電路電容電壓UCr1和UCr2的波形。因為在Dshift較大時，占空比丟失，其實際起作用的Dshift為恒定的占空比，Dshift失去其正弦半波調制作用，所以正弦半波的波形在峰值時接近平頂波，造成失真。

電感耦合后，能減少占空比丟失，并保證濾波效果和交流輸出波形質量。圖9為電感耦合后，在Dshift的最大值為0.75時DC/DC級的高頻工作波形。圖9（a）為原邊電流iP波形和變壓器原邊電壓UP波形，可見在最大占空比時，原邊電流快速下降，減少了占空比的丟失。圖9（b）為電感電流iLf1和iLf2的波形，圖9（c）為倍壓整流電路電容電壓UCr1和UCr2的波形，經(jīng)iLf1和iLf2充電后，UCr1和 UCr2的紋波較小，且由于UCr1和UCr2的波形是交互的，即一個上升，另一個則下降，進而可以保證UDC（UDC=UCr1+UCr2）的紋波小于UCr1和 UCr2，減少諧波。

圖8 占空比丟失時的工作波形Fig.8 Operational waveforms of duty cycle loss

圖9 DC/DC級高頻工作波形Fig.9 High-frequency operational waveforms of DC/DC stage

圖10為工頻50 Hz的工作波形。圖10（a）為工頻時倍壓整流電路電容電壓UCr1和UCr2的波形，可見經(jīng)Dshift按照正弦半波規(guī)律調制后，UCr1和UCr2均輸出正弦半波電壓，并保證UDC（UDC=UCr1+UCr2）達到倍壓的效果，提高升壓比。圖10（b）為輸出電壓Uo和電流Io的波形，半波正弦電壓經(jīng)DC/AC級逆變橋翻轉，輸出交流電。由圖可見，該波形畸變小，諧波低，輸出效果好。經(jīng)PM3000A電力分析儀測試，THD值為4.5%，且額定負載下，效率η為88%，如圖11所示。

圖10 工頻工作波形Fig.10 Line-frequency operational waveforms

圖11 變換器效率Fig.11 Efficiency of converter

4 結語

本文提出了一種基于耦合電感的全橋單相光伏變換器。該變換器將耦合電感引入到變換器的DC/DC級移相全橋電路的倍壓整流側，在保證輸出波形質量的前提下，通過電感間的耦合作用快速消減原邊循環(huán)電流來減少占空比丟失，還實現(xiàn)移相全橋電路超前管零電壓開通。變換器經(jīng)倍壓整流電路倍壓和濾波后輸出工頻正弦半波電壓，再經(jīng)工頻逆變橋輸出交流電。最后經(jīng)120 W實驗樣機驗證，系統(tǒng)效率達到88%，THD值小于5%，結構緊湊，適用于單相光伏發(fā)電系統(tǒng)以及燃料電池等分布式發(fā)電系統(tǒng)和微網(wǎng)中的逆變電源系統(tǒng)。