氮化鎵功率晶體管三電平驅(qū)動技術(shù)

任小永 David Reusch 季 澍 穆明凱 Fred C Lee

（1. 南京航空航天大學(xué)江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室 南京 210016 2. Virginia Polytechnic Institute and State University Blacksburg VA 24061）

1 引言

技術(shù)發(fā)展對功率變換裝置的效率、體積、重量以及惡劣環(huán)境的適應(yīng)能力的要求越來越高，Si MOSFET越來越難滿足未來功率變換裝置的要求，因此，氮化鎵功率（GaN）晶體管應(yīng)運(yùn)而生[1-4]。

與Si和SiC相比，GaN的特征電阻要小得多（見圖 1），其性能系數(shù)（Figure of Merit，F(xiàn)OM）FOM=RdsQg也遠(yuǎn)低于硅MOSFET，且其進(jìn)一步減小的趨勢十分明顯，而硅已接近飽和。同時，GaN材料還具有良好的熱性能[3,5,6]。GaN功率器件這些優(yōu)點對功率變換裝置性能的影響表現(xiàn)為效率的提升、體積的降低或是兩者兼而得之。這對于應(yīng)對目前的能源危機(jī)和原材料過度消耗問題，推進(jìn)節(jié)能減排與可持續(xù)發(fā)展有著十分重要的戰(zhàn)略意義和經(jīng)濟(jì)價值；同時，良好的化學(xué)穩(wěn)定性以及耐惡劣環(huán)境能力使得GaN在未來航空、航天以及國防事業(yè)中的作用舉足輕重。

圖1 特征電阻對比Fig.1 Specific resistance comparison

由于GaN功率晶體管的開關(guān)特性、驅(qū)動技術(shù)及損耗機(jī)制相比Si MOSFET有顯著差異，如何實現(xiàn)對GaN功率晶體管的驅(qū)動，對發(fā)揮其優(yōu)勢、提高系統(tǒng)整體性能十分關(guān)鍵。

目前，Si MOSFET的驅(qū)動方式可以歸納為PWM方式和諧振方式兩大類[7]。其中，PWM驅(qū)動方式又可以分為集成式驅(qū)動和分立式驅(qū)動。集成式引起驅(qū)動結(jié)構(gòu)簡單、可靠而被廣泛使用，尤其是對于互補(bǔ)開通的橋臂結(jié)構(gòu)，集成驅(qū)動器既可以實現(xiàn)高可靠開通，又避免了橋臂直通[8]。然而，傳統(tǒng)的PWM方式并沒有考慮到控制死區(qū)時間對于開關(guān)管的控制，對于互補(bǔ)導(dǎo)通的橋臂結(jié)構(gòu)，控制死區(qū)時間由開關(guān)管的反向?qū)C(jī)制實現(xiàn)電流續(xù)流。GaN功率晶體管由于沒有體二極管，反向?qū)C(jī)制與Si MOSFET不同，其壓降也遠(yuǎn)高于Si MOSFET體二極管的壓降[2-4]。這對于高頻工作的 GaN功率晶體管而言，若是沿用原有的 PWM驅(qū)動方式，死區(qū)時間的導(dǎo)通損耗將成為效率提高的致命障礙[4]。針對橋臂互補(bǔ)導(dǎo)通增強(qiáng)型GaN功率晶體管結(jié)構(gòu)，美國國家半導(dǎo)體（現(xiàn)德州儀器）2011年年初剛剛推出一款集成的控制器 LM5113，該控制器實際上還是基于傳統(tǒng)的PWM 方式，不同的是把死區(qū)時間設(shè)置的問題推給了邏輯控制電路，并沒有從根本上找到死區(qū)時間反向?qū)▎栴}的解決方案[9]。

針對 Si MOSFET的諧振式驅(qū)動是利用驅(qū)動回路的寄生電感或諧振電感與開關(guān)管結(jié)電容之間的諧振實現(xiàn)對開關(guān)管的驅(qū)動，通過回收驅(qū)動能量以降低驅(qū)動損耗[7,10]。而諧振式驅(qū)動電路本身并非無損的，其之所以能降低損耗實際上是節(jié)省了邏輯電路驅(qū)動損耗與功率電路驅(qū)動損耗之間的功耗差。這對于Qg比較大的Si MOSFET而言效果很明顯，而GaN功率晶體管的Qg較小，諧振式驅(qū)動利用功耗差提高效率的優(yōu)勢顯然不足[1-3,7,11]。另外，與 PWM 一樣，在用于橋臂結(jié)構(gòu)驅(qū)動時，諧振式驅(qū)動并沒有考慮死區(qū)時間的控制。因此，有針對性的從GaN自身的特點出發(fā)，對能充分發(fā)揮其優(yōu)勢的驅(qū)動方案的研究勢在必行。

本文將基于GaN晶體管的特性分析，并以GaN功率器件在同步整流 Buck變換器中的應(yīng)用為例，提出一種三電平驅(qū)動方式，以充分發(fā)揮GaN功率晶體管器件的優(yōu)越性。

2 GaN功率晶體管的特性

圖2所示為IR公司GaN功率晶體管器件的結(jié)構(gòu)圖。由結(jié)構(gòu)圖可知，GaN功率晶體管器件柵極和源極是一個對稱的結(jié)構(gòu)，這與 MOSFET是不相同的。MOSFET的柵源極是不對稱的，且由于結(jié)構(gòu)材料特性，MOSFET中物理存在著一個寄生的二極管，俗稱體二極管（body-diode）。顯然，由于結(jié)構(gòu)上的不一樣，GaN功率晶體管中并不存在這樣一個體二極管。

圖2 GaN功率晶體管結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Structure of GaN transistor

圖3是增強(qiáng)型GaN功率晶體管的V-I特性曲線，圖4為MOSFET的V-I特性曲線，圖3和圖4相比，在第一象限，兩者的工作模式是類似的，但是在第三象限，兩者工作模式則是完全不一樣的。在給定的驅(qū)動電壓下，MOSFET最大SD導(dǎo)通壓降為二極管管壓降VF，而 GaN功率晶體管則保持其在第一象限的恒阻特性。

圖3 GaN功率晶體管V-I特性曲線（EPC1015）Fig.3 V-I characteristic curve of GaN transistor (EPC1015)

圖4 MOSFET V-I特性曲線（IRF6618）Fig.4 V-I characteristic curve of Si-MOSFET(IRF6618)

在絕大多數(shù)的場合，主要關(guān)注功率晶體管在第一象限的特性，然而在一些需要反向?qū)C(jī)制工作的場合，如同步整流管（Synchronous Rectifiers,SRs）以及零電壓開關(guān)變換器，則需要關(guān)注第三象限的特性。以同步整流管為例，其很重要的一個特性就是在驅(qū)動信號建立之前器件可以反向?qū)?。對MOSFET而言，即體二極管在溝道開通之前導(dǎo)通。而GaN功率晶體管中并沒有體二極管，在驅(qū)動信號沒有建立之前，其反向工作機(jī)制能否建立是GaN功率晶體管能否在此類場合中應(yīng)用的關(guān)鍵。

圖5是GaN功率晶體管的等效物理模型，除了沒有體二極管外與MOSFET類似。在作為同步整流管使用、且驅(qū)動信號還沒有建立時，此時VGS為零，即可認(rèn)為 G、S此時是短接的，電容CGD與CDS并聯(lián)，當(dāng)電流從S端流進(jìn)，電流給電容CGD與CDS進(jìn)行反向充電。由于GaN功率晶體管是一個DS對稱的結(jié)構(gòu)，當(dāng)電容電壓VGD充至門檻電壓Vth時，溝道開始導(dǎo)通，而此時的導(dǎo)通壓降VSD=VGD=Vth。即GaN功率晶體管反向?qū)C(jī)制是由于VGD到達(dá)開通的門檻電壓，而不是體二極管，這一點與MOSFET不同，正是這種差異使得 GaN功率晶體管在驅(qū)動電壓沒有建立之前的反向?qū)▔航颠h(yuǎn)比 MOSFET的體二極管大。

圖5 GaN功率晶體管等效物理模型Fig.5 Equivalent model of GaN transistor

當(dāng)然，由于沒有了體二極管，因此MOSFET作為同步整流管使用時的反向恢復(fù)問題在 GaN功率晶體管中不再是個問題。

3 傳統(tǒng)驅(qū)動方式的問題

通常，為了保證電路可靠運(yùn)行，避免直通問題，電路中互補(bǔ)工作的兩只開關(guān)管在實際驅(qū)動工作時會預(yù)留一個死區(qū)時間，以確保電路安全可靠實行換流。以同步整流Buck變換器（見圖6）為例，其主控管與同步整流管的驅(qū)動之間也同樣存在這樣的死區(qū)時間，在控制死區(qū)內(nèi)，電流通過同步整流管的反向?qū)C(jī)制進(jìn)行換流。當(dāng)變換器工作頻率不高時，控制死區(qū)可以完全忽略；當(dāng)變換器頻率不斷升高的時候，這個問題則會變得比較突出。從功耗的角度來看，這一段時間中損耗可以表達(dá)為

圖6 同步整流Buck變換器Fig.6 Synchronous rectified Buck converter

顯然，對于一定的死區(qū)時間，頻率升高意味著損耗增大。由于開關(guān)管在不同負(fù)載條件下實際導(dǎo)通、截止的時間是不一樣的，因此在實際的電路設(shè)計中，驅(qū)動的死區(qū)時間是按照最惡劣的情況來考慮的。以目前常用的單輸入 Buck同步整流的驅(qū)動器為例，其設(shè)置的死區(qū)時間一般為20ns左右，這對于開關(guān)頻率為500kHz左右的POL應(yīng)用場合是合理的，但對于頻率到MHz甚至10MHz而言，頻率越高其對占空比的影響越惡劣[7,10]。而GaN功率晶體管的優(yōu)勢在于兆赫茲的高頻應(yīng)用場合。換而言之，在GaN功率晶體管電路中沿用目前的 Si MOSFET集成驅(qū)動方式顯然不可取。

在死區(qū)時間更小的新一代驅(qū)動器出來之前，簡單可行的方案無疑是采用雙輸入的驅(qū)動器，通過控制兩個輸入信號的邏輯時序達(dá)到最小化死區(qū)時間的目的，以降低GaN功率晶體管在死區(qū)時間的損耗。這種做法可以有效的減小死區(qū)時間，但由于開關(guān)管導(dǎo)通、截止的時間受負(fù)載電流的影響，要時刻都能滿足死區(qū)時間最小就必須實現(xiàn)對輸入信號的邏輯時序進(jìn)行實時調(diào)整，這對于POL這樣一個小系統(tǒng)顯然不太現(xiàn)實。下面將基于GaN功率晶體管的方向?qū)C(jī)制提出一種合適的驅(qū)動方式。

4 GaN功率晶體管的三電平驅(qū)動方式

圖 7中，由KVL定律可知，GaN功率晶體管工作時三個結(jié)電容電壓滿足下列關(guān)系：

圖7 GaN功率晶體管結(jié)電容電壓的關(guān)系圖Fig.7 Junction capacitor voltage of GaN transistor

顯然，由這個表達(dá)式可以推得在驅(qū)動尚未建立，GaN處于反向?qū)〞r，由于VGS=0，反向?qū)▔航稻褪羌釉跂怕O的驅(qū)動門檻電壓Vth，即VGD=VSD=Vth。該反向?qū)C(jī)理也側(cè)面驗證了上面提及的GaN的對稱結(jié)構(gòu)，即無論GD或是 GS有驅(qū)動電壓都可以實現(xiàn)開關(guān)管的驅(qū)動。按照這個邏輯，為了減小反向?qū)ǖ膲航礦SD理論上存在下列三種可能：①VGS保持為零不變，降低VGD；②VGD仍為Vth，增加VGS；③增加VGS的同時降低VGD。

第①、第③兩種可能性依賴于器件的改進(jìn)，這主要是因為GaN功率晶體管反向?qū)〞rVGD實際就是器件的門檻電壓。因此，真正可行的是第②種，也就是說，在驅(qū)動死區(qū)時間可以適當(dāng)提高柵源極電壓VGS（VGS＜Vth），達(dá)到降低反向?qū)妷篤SD的目的。值得注意的是，這里之所以要保證VGS＜Vth，就是為了避免器件直通導(dǎo)致源短路。

基于上述分析，為了解決死區(qū)時間GaN功率晶體管導(dǎo)通損耗問題，可以在死區(qū)時間給 GS一個偏置電平Vgs_d=Vx（Vx＜Vth，見圖 8），這樣相對于傳統(tǒng)驅(qū)動方式的高、低電平而言，在原先兩電平的基礎(chǔ)上多了一個中間電平Vx。此時SD反向?qū)ǖ膲航涤性鹊腣th降低到Vth-Vx，理論上，當(dāng)Vx接近Vth時開關(guān)管反向?qū)ǖ膲航禐榱?，這將大幅度降低反向?qū)ㄒ鸬膿p耗。

圖8 Buck-POL中GaN功率晶體管三電平驅(qū)動策略Fig.8 3-level driving method for GaN in Buck POL

而由GaN功率晶體管的V-I特性可知，在驅(qū)動電壓低于門檻電壓時，開關(guān)管處于線性工作區(qū)域，此時開關(guān)管的阻抗相對較大，不會造成橋臂直通的問題，同時和上管交迭的導(dǎo)通時間很短，漏電流造成損耗相對于反向?qū)ǖ膿p耗改善可以忽略不計。

5 實驗結(jié)果

為了驗證本文提出的三電平驅(qū)動方案，實驗室完成了一臺同步整流 Buck變換器原理樣機(jī)，樣機(jī)的參數(shù)為：Vin=12V，Vo=1.2V，Io=20A，V1、V2均為 EPC1015，Lf=150nH，fs=1MHz，td=15ns。

圖9給出的是三電平驅(qū)動的電路圖，圖10給出的是相應(yīng)的信號邏輯圖。當(dāng) CON為低信號時，電路工作于兩電平驅(qū)動狀態(tài)。原理樣機(jī)如圖11所示，需要說明的是，為了降低實驗的難度，V1與 V2采用了相同的器件。

圖9 三電平驅(qū)動電路Fig.9 3-level driving circuit diagram

圖10 三電平驅(qū)動電路信號邏輯順序Fig.10 Logic signal consequence for 3-Level driving circuit

圖11 原理樣機(jī)照片F(xiàn)ig.11 Prototype picture

圖12和圖13給出的是兩電平和三電平驅(qū)動是的柵源極電壓和漏源極電壓形，由于GaN功率晶體管體積太小，這里沒有測試漏極電流。從實驗波形可以看出三電平驅(qū)動方式有效降低了 GaN功率晶體管反向?qū)▔航?。圖 14給出的是樣機(jī)在不同Vx下的效率對比。顯然，在Vx＜Vth的前提下，增大Vx意味著變換器效率的提高。

圖12 GaN兩電平驅(qū)動及DS電壓Fig.12 2-level GS and DS voltage of GaN transistor

圖13 GaN三電平驅(qū)動及DS電壓波形Fig.13 3-level GS and DS voltage of GaN transistor

與此同時，為了比較GaN與Si MOSFET的性能，這里同樣給出了一組優(yōu)化設(shè)計的 Si MOSFET樣機(jī)的實驗結(jié)果，V1和 V2分別采用 TI公司的CSD16410和CSD16325，其余參數(shù)保持一致。在工作頻率為1MHz時，GaN兩電平驅(qū)動的滿載效率要高于 MOSFET；但是由于其反向?qū)▔航颠h(yuǎn)大于MOSFET的體二極管壓降，因此其輕載工作時的效率要遠(yuǎn)低于MOSFET。

圖14 效率曲線對比Fig.14 Measured efficiency

另外，為了證明驅(qū)動方法改進(jìn)的必要性，將本文所提出的控制策略與 V2并聯(lián)肖特基二極管的情形進(jìn)行了對比。其中，Vx=1.5V，當(dāng)開關(guān)頻率上升到2MHz時，濾波電感減小到80nH，其余參數(shù)保持不變。圖 15給出了效率曲線對比，在滿載條件下，fs=1MHz時，三電平驅(qū)動方案比并聯(lián)二極管方案的效率高0.3%；當(dāng)頻率上升到2MHz時，三電平方案的優(yōu)勢接近 1%。也就是說，隨著頻率上升，所提的三電平方案優(yōu)勢增大，這對于適用于高頻開關(guān)的GaN功率晶體管而言是十分必要的。

圖15 效率曲線對比Fig.15 Measured efficiency

6 結(jié)論

本文針對GaN功率晶體管在高頻POL應(yīng)用場合，基于對GaN電氣特性的分析提出一種三電平的驅(qū)動方案以減小 GaN功率晶體管反向?qū)〞r的壓降，從而達(dá)到改善變換器效率的目的。

實驗結(jié)果表明，本文所提出的GaN功率晶體管三電平驅(qū)動方案對高頻應(yīng)用是有效且必要的，也將為 GaN功率晶體管的的廣泛應(yīng)用起到巨大的促進(jìn)作用。

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