高效率二次整流電路

謝小高 趙 晨 劉士榮 錢照明

（1. 杭州電子科技大學(xué) 杭州 310018 2. 浙江大學(xué) 杭州 310027）

1 引言

傳統(tǒng)中心抽頭式容性二次整流電路因其在變換效率及功率密度方面的優(yōu)勢被廣泛應(yīng)用于電流型DC-DC變流器中，如LLC諧振變流器[1-5]和隔離型推挽 Boost變流器等?；诶硐肭闆r分析，中心抽頭式容性二次整流電路能夠?qū)⒄鞴艿碾妷簯?yīng)力鉗位于2倍的輸出電壓，如圖1a所示。因此，當(dāng)其應(yīng)用于低壓大電流輸出場合時可以選用較低耐壓的整流管（肖特基二極管或同步整流管），可有效地降低導(dǎo)通損耗，提高整機變換效率。但是在實際的工程設(shè)計應(yīng)用中，變壓器二次漏感不可忽略。因漏感與整流管寄生結(jié)電容在換流時產(chǎn)生寄生振蕩所形成的電壓尖刺以及漏感本身承受的伏秒平衡顯著地增加了整流管的實際電壓應(yīng)力，惡化鉗位效果，從而不得不選用較高耐壓的整流管，不利于整機變換效率的優(yōu)化設(shè)計，如圖1b所示。另外，由于傳統(tǒng)中心抽頭式容性二次整流電路中沒有輸出濾波電感，變壓器二次繞組、整流管及輸出電容將承受較大的紋波電流，如圖2所示，這也在一定程度上增加了二次導(dǎo)通損耗和輸出濾波器的設(shè)計難度。針對傳統(tǒng)中心抽頭容性二次整流電路所存在的瓶頸問題，本文對改進型容性二次整流電路進行了深入研究，并設(shè)計開發(fā)300W（12V/25A）LLC諧振變流器樣機進行實驗驗證。理論分析和實驗結(jié)果都充分表明，通過適當(dāng)?shù)碾娐方Y(jié)構(gòu)變換，容性整流電路整流管電壓應(yīng)力在實際的工程應(yīng)用中也能夠?qū)崿F(xiàn)有效地鉗位，變壓器二次繞組及輸出濾波電容中的電流紋波得到有效地抑制，從而進一步提高變流器的整機變換效率。

圖1 傳統(tǒng)中心抽頭式容性整流電路整流管電壓應(yīng)力分析Fig.1 Voltage stress analysis of traditional centre-tapped capacitive rectifier configuration

圖2 傳統(tǒng)中心抽頭式容性二次側(cè)整流電路電流紋波分析（應(yīng)用于LLC諧振變流器）Fig.2 Current ripple analysis of traditional centre-tapped capacitive secondary-side rectifier configuration （in LLC resonant converter）

2 改進型容性二次側(cè)整流電路研究

2.1 非對稱改進型容性二次側(cè)整流電路[6,7]

傳統(tǒng)中心抽頭式容性二次整流電路可對整流管電壓應(yīng)力進行鉗位，從而能夠安全可靠地選擇使用更低耐壓等級的整流管，提高變換效率。非對稱改進型容性二次整流電路可以在傳統(tǒng)中心抽頭式容性二次整流電路結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上進行結(jié)構(gòu)演變，詳細(xì)過程如圖3所示。其結(jié)構(gòu)演變的中心思想即為整流管在關(guān)斷期間提供一個切實有效的鉗位通路，等效地增加輸出結(jié)電容，抑制換流過程中因漏感能量引起的振蕩電壓尖刺，同時在整流管導(dǎo)通期間鉗位電容能量不被消耗，實現(xiàn)在兩路整流管之間的循環(huán)利用[9]。

圖3 非對稱改進型容性二次側(cè)整流電路的演變過程Fig.3 The derivation of asymmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

2.1.1 穩(wěn)態(tài)直流增益分析

變壓器的設(shè)計必須基于變流器的穩(wěn)態(tài)直流增益分析。在實際工程應(yīng)用中，傳統(tǒng)中心抽頭式容性二次整流電路的變壓器二次繞組匝比通常設(shè)計為對稱相當(dāng)，故由此演變而來的非對稱高效率整流電路的變壓器一次側(cè)與二次側(cè)繞組匝比方程可類比得到，見式（1）。

式中，DS為一次開關(guān)管的有效開關(guān)占空比，對于LLC諧振變流器來說，DS=1；nT為變壓器一、二次匝比。

2.1.2 整流管電壓應(yīng)力鉗位分析

當(dāng)二次整流管開通占空比對稱相等時，由圖 3可知回路CAUX→WS1→COUT→WS2，保證了飛跨平衡電容CAUX在穩(wěn)態(tài)工作時平均電壓等于輸出濾波電容COUT平均電壓VOUT。若二次側(cè)選用肖特基整流管VDR1(2)，其等效輸出結(jié)電容增加至輸出濾波電容串聯(lián)飛跨鉗位電容，漏感LKS中的能量不足以在整流管兩端形成明顯有效的振蕩電壓尖刺，因此整流管反向阻斷電壓應(yīng)力將被有效地鉗位在 2VOUT左右，如圖4a所示；若二次側(cè)選用同步整流管，并同時利用電流互感器采樣電流信號實現(xiàn)同步驅(qū)動控制，雖然變壓器二次漏感LKS中的能量同樣無法在整流管兩端形成振蕩尖刺，但是電流互感器的繞組漏感以及走線上的寄生引線電感等依然還會和同步整流管的等效輸出結(jié)電容發(fā)生寄生電壓振蕩，如圖4b所示。但是考慮到在實際工程應(yīng)用中，電流互感器的繞組漏感LCT以及PCB走線的寄生引線電感通常遠(yuǎn)小于變壓器二次繞組漏感，其所存儲的能量不足以在整流管兩端引起明顯的電壓尖刺，增加電壓應(yīng)力，故在設(shè)計應(yīng)用過程中可以近似忽略。但即便如此，減小電流互感器的漏感，優(yōu)化PCB走線，減小寄生引線電感依然是設(shè)計的主要考量因素。

圖4 非對稱改進型容性二次整流電路的電壓應(yīng)力鉗位分析Fig.4 The voltage stress clamping analysis of asymmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

2.1.3 電流紋波抑制分析

飛跨鉗位電容CAUX能夠在鉗位整流管電壓應(yīng)力的同時起到交流旁路作用，在一定程度上抵消輸出電流紋波。基于理想分析，忽略變壓器的二次繞組漏感影響，則二次電流交流紋波的等效通路如圖5a所示。二次電流總交流紋波iSAC根據(jù)飛跨鉗位電容CAUX和輸出濾波電容COUT的阻抗大小實現(xiàn)反比例分流。若考慮二次繞組漏感，忽略飛跨平衡電容CAUX和輸出濾波電容COUT上的電壓紋波，則在半個能量傳遞周期中的改進電流紋波等效通路如圖5b所示，此時二次電流總交流紋波iSAC根據(jù)二次繞組漏感LSK1和LSK2的阻抗大小實現(xiàn)正比例分配。若二次繞組漏感LSK1和LSK2對稱，則輸出側(cè)的電流紋波iACO只為二次電流總紋波iSAC的一半。如果考慮鉗位電容及輸出電容的電壓紋波影響，則可將其等效為二次繞組漏感的比值變化，iSAC的分配比例也會發(fā)生變化。但相比于傳統(tǒng)容性整流濾波電路，該整流濾波電路的輸出電流紋波iACO明顯減小，較小的二次繞組及輸出電容 ESR上的電流有效值能對降低導(dǎo)通損耗，提高整機效率起到積極的作用。當(dāng)該非對稱整流電路結(jié)構(gòu)應(yīng)用于LLC諧振變流器，二次電流應(yīng)力比較見下表。

圖5 非對稱改進型容性二次整流電路的電流紋波抑制分析Fig.5 The current ripple elimination analysis of asymmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

表 二次電流有效值應(yīng)力比較Tab. Secondary-side current RMS stress comparison

2.2 對稱改進型容性二次側(cè)整流電路[8,9]

在非對稱改進型容性二次整流電路的基礎(chǔ)上，可以演變出對稱改進型容性二次整流電路，如圖 6所示，進一步加強輸出電流紋波抑制效果。非對稱型中的輸出濾波電容既起到鉗位電容的作用，又起到輸出濾波作用，因此輸出電流紋波抑制能力有限；而對稱型采用四個二次繞組和兩個飛跨鉗位電容，鉗位電容在鉗位整流管電壓應(yīng)力的同時還能各自旁路一半的二次交流紋波，基于理想分析能夠完全抑制輸出電流紋波，即便在實際工程應(yīng)用中因為電路參數(shù)的離散性使得輸出電流紋波不能完全被抑制，該電路也可以巧妙地利用變壓器的二次繞組漏感與輸出濾波電容構(gòu)成一級 LC濾波器，減低輸出電壓紋波，簡化輸出濾波器設(shè)計。

圖6 對稱改進型容性二次側(cè)整流電路的演化Fig.6 The derivation of symmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

2.2.1 穩(wěn)態(tài)直流增益分析

如圖7a所示，前半能量傳遞周期內(nèi)，二次繞組中只有 WS1和 WS4傳遞負(fù)載能量，WS2和 WS3則分別與飛跨鉗位電容CAUX2、CAUX1組成電流紋波抵消環(huán)路，雖然承受了二次電流交流紋波，但卻不向輸出側(cè)傳遞能量。后半能量傳遞周期與前半周期對稱，因此可以得到穩(wěn)態(tài)直流增益方程，見式（2）。

式中，nP為變壓器一次匝數(shù)；nS1～nS4分別為變壓器的二次繞組匝數(shù)；DS為一次開關(guān)管開關(guān)占空比，LLC諧振變流器的開關(guān)占空比DS通常為1。

2.2.2 整流管電壓應(yīng)力鉗位分析

和非對稱型類似的，對稱改進型容性二次整流電路利用兩個飛跨鉗位電容（CAUX1和CAUX2）有效地將整流管的電壓應(yīng)力鉗位在 2VOUT，變壓器的二次繞組漏感LSKT中存儲的能量不僅無法在整流管兩端產(chǎn)生振蕩電壓尖刺，增加整流管的電壓應(yīng)力，反而還能與輸出濾波電容COUT構(gòu)成一級LC濾波，有利于輸出電壓紋波的降低，如圖7b所示。若二次側(cè)選用同步整流管，并同時利用電流互感器采樣電流信號實現(xiàn)同步驅(qū)動控制，電流互感器CT1（2）的漏感及走線引線電感依然會和同步整流管的等效輸出結(jié)電容發(fā)生寄生振蕩，如圖7c所示，但通常這些寄生電感能量通常都非常小，不會明顯惡化整流管的電壓應(yīng)力，在實際的工程應(yīng)用上可以近似忽略。

圖7 對稱改進型容性二次側(cè)整流電路的電壓應(yīng)力鉗位分析Fig.7 The voltage stress clamping analysis of symmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

2.2.3 電流紋波抑制分析

基于理想分析，忽略變壓器二次繞組的漏感，電流交流紋波等效通路如圖8所示。為便于分析，可將二次飛跨鉗位電容CAUX1(2)及輸出濾波電容COUT都等效折算至變壓器的一次側(cè)，分別為CARTP1、CARTP2及CORTP，且CARTP1和CARTP2可并聯(lián)等效為CARTP。因此變壓器電流總交流紋波根據(jù)CARTP與CORTP的阻抗反比例分配，即

所以當(dāng)CARTP遠(yuǎn)大于CORTP時，可有效抑制輸出電流紋波。

圖8 對稱改進型容性二次側(cè)整流電路電流紋波抑制分析（理想）Fig.8 The current ripple elimination analysis of symmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration(ideal)

當(dāng)考慮二次繞組漏感LSK1～LSK4時，電流交流紋波等效通路如圖9所示，其中二次總電流紋波由交流電流源iSAC等效表示，流過飛跨鉗位電容CAUX1、CAUX2以及輸出濾波電容COUT的電流交流紋波分別為iAC1、iAC2和iACO。如果忽略電容兩端的電壓紋波，圖9a中的電容可以等效為直流電壓源，對電流交流紋波量呈旁路特性。再且假設(shè)LSK3為k倍的LSK1，LSK4為g倍的LSK2，則電流交流紋波的等效圖可簡化為圖 9c，電流交流紋波分配方程見式（4）。很顯然，當(dāng)漏感比值系數(shù)k=g時，輸出電流紋波將被完全地抑制抵消。

圖9 對稱改進型容性二次側(cè)整流電路的電流紋波抑制分析Fig.9 The current ripple elimination analysis of symmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

3 仿真與實驗結(jié)果

基于上述理論分析，將非對稱及對稱改進型容性二次整流電路分別應(yīng)用于300～400V直流輸入，諧振開關(guān)工作頻率為 100kHz，額定輸出功率為300W（12V/25A）的LLC諧振變流器。諧振電感值Lr為91μH，高頻功率變壓器勵磁電感Lm為273μH；諧振電容值Cr為22nF；一次開關(guān)管為SPI20N60C3,二次同步整流管為 FDI038AN06，兩個電容并聯(lián)使用。

圖 10為非對稱改進型容性二次整流電路整流管電壓應(yīng)力和變壓器二次繞組WS1中電流iWS1的仿真及實驗波形。圖11為非對稱改進型容性二次整流電路整流管電壓應(yīng)力與飛跨鉗位電容CAUX中電流iCAUX的仿真及實驗波形。當(dāng)實際電路的二次繞組參數(shù)及一次開關(guān)管的有效占空比不完全對稱時，iCAUX在開關(guān)周期內(nèi)存在峰值不對稱的情況。

圖10 非對稱改進型容性二次整流電路、二次繞組電流及整流管電壓應(yīng)力仿真（左）與實驗波形（右）Fig.10 The simulation (left) and experimental waveforms(right) of IWS1 and VDS of asymmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

圖11 非對稱改進型容性二次整流電路、飛跨鉗位電容電流及整流管電壓應(yīng)力仿真（左）與實驗波形（右）Fig.11 The simulation (left), experimental waveforms(right) of the IWS1 and VDS of asymmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

圖 12為對稱改進型容性二次整流電路整流管電壓應(yīng)力及輸出電流波形與傳統(tǒng)中心抽頭容性整流電路做相應(yīng)的比較。不難看出，雖然對稱改進型容性二次整流電路在實際的工程應(yīng)用中由于參數(shù)的離散性問題沒能完全抑制輸出電流紋波，但相比于傳統(tǒng)中心抽頭式容性二次整流電路，在整流管電壓應(yīng)力鉗位及輸出電流紋波抑制方面始終有著明顯的優(yōu)勢。

圖12 對稱改進型容性二次整流電路與傳統(tǒng)中心抽頭式容性整流電路在整流管電壓應(yīng)力及輸出電流紋波上的比較Fig.12 The comparison of VDS and IOUT between the symmetric improved capacitive rectifier configuration and the traditional center-tapped capacitive secondary-side rectifier configuration

相比于傳統(tǒng)中心抽頭式容性二次整流電路，非對稱及對稱改進型容性二次整流電路都能實現(xiàn)整流管的電壓應(yīng)力有效鉗位，不受變壓器二次繞組的漏感能量影響，從而可以安全可靠地選擇更低耐壓等級的整流管降低導(dǎo)通損耗。同時，電流紋波抑制作用能夠降低變壓器二次繞組電流及輸出濾波電容電流的有效值，降低二次側(cè)剩余部分的導(dǎo)通損耗，最終實現(xiàn)整機變換效率的進一步提高。圖13分別為采用非對稱改進型容性二次整流電路及采用對稱改進型容性二次整流電路與采用傳統(tǒng)中心抽頭式容性二次整流電路的整機變換效率比較。

圖13 整機變換效率比較Fig.13 The comparison of whole conversion efficiency

4 結(jié)論

傳統(tǒng)中心抽頭式容性二次整流電路廣泛應(yīng)用于電流型DC-DC變流器，如LLC諧振變流器等。但是在實際的工程應(yīng)用中，由變壓器二次繞組漏感和整流管寄生結(jié)電容在換流時產(chǎn)生的振蕩電壓尖刺極大地惡化了整流管的電壓應(yīng)力，以至于無法選用更低耐壓等級的整流管，無法進一步提高整機變換效率。同時容性二次整流電路承受較大的電流紋波，二次電流有效值較大，增加了輸出濾波器的設(shè)計難度。本文針對傳統(tǒng)中心抽頭式容性二次整流電路所存在的瓶頸問題，對改進型容性二次整流電路進行了深入的分析探討。本文的理論分析及實驗結(jié)果都充分表明，在傳統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上進行適當(dāng)?shù)耐負(fù)溲葑?，利用飛跨平衡電容可以實現(xiàn)容性二次整流電路整流管電壓應(yīng)力的有效鉗位，同時抑制輸出電流紋波，降低二次電流有效值，從而實現(xiàn)變流器整機效率的進一步提高。

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