采用交變脈沖電源單元的隔離型多輸入直流變換器

劉福鑫 阮 潔 阮新波 楊東升 李 艷

（南京航空航天大學(xué)自動化學(xué)院電氣工程系 南京 210016）

1 引言

在多種新能源聯(lián)合供電系統(tǒng)中，常規(guī)的系統(tǒng)架構(gòu)是采用多個單輸入直流變換器連接各個輸入源，所有單輸入直流變換器的輸出并聯(lián)于公共直流母線后向負(fù)載傳遞能量，該結(jié)構(gòu)形式復(fù)雜，且成本較高。為了簡化系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、降低成本，可采用單個多輸入直流變換器（Multiple Input Converter，MIC）取代原有的多個單輸入直流變換器。MIC 將多個輸入源和單個負(fù)載連接在一起，輸入源的幅值、特性可以相同，也可以不同。在一個開關(guān)周期內(nèi)，多輸入源可分別或同時向負(fù)載供電，從而提高系統(tǒng)的靈活性，實(shí)現(xiàn)能源的優(yōu)先利用，并且降低系統(tǒng)成本。

根據(jù)輸入源供電方式的不同，MIC 可分為兩種類型：分時供電MIC 和同時供電MIC。分時供電MIC 在一個開關(guān)周期內(nèi)，任一時刻只有一種輸入源向負(fù)載供電，它具有電路結(jié)構(gòu)簡單、易于擴(kuò)展等優(yōu)點(diǎn)；缺點(diǎn)是能源利用率不高。同時供電MIC 在一個開關(guān)周期內(nèi)的多個輸入源，既可以獨(dú)立向負(fù)載供電，也可以串聯(lián)向負(fù)載供電，因而能夠提高能源利用率，且控制十分靈活。

近年來，基于上述兩種MIC 類型衍生出多種MIC 電路拓?fù)?。文獻(xiàn)[1-5]將多個電壓源串聯(lián)開關(guān)管后并聯(lián)在一起生成MIC 電路，此類電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)決定了各個輸入源只能分時工作，屬于分時供電MIC。文獻(xiàn)[6]將多個直流電壓源串聯(lián)，通過在每個電壓源旁并聯(lián)旁路支路的方法生成MIC 電路拓?fù)洌祟愲娐吠負(fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、控制靈活，可實(shí)現(xiàn)同時供電。文獻(xiàn)[7-9]系統(tǒng)總結(jié)了MIC的生成方法，提出了脈沖電源單元（Pulsating Source Cell,PSC）的概念，歸納了PSC的組合規(guī)則，進(jìn)而推導(dǎo)出一系列MIC 電路拓?fù)?。文獻(xiàn)[10,11]將多個電流型全橋單元通過一個多一次側(cè)/單二次側(cè)的變壓器連接在一起，采用有效的控制策略也可實(shí)現(xiàn)同時供電，但該電路結(jié)構(gòu)較復(fù)雜，元器件多；文獻(xiàn)[7]將PSC的概念推廣，推導(dǎo)出多種隔離型MIC 電路拓?fù)?，并給出簡化電路，但簡化前電路結(jié)構(gòu)相對復(fù)雜，增加簡化難度。

本文提出采用交變脈沖電源單元（Alternative Pulsating Source Cell,APSC）構(gòu)建隔離型MIC的方法，首先提出APSC的概念，進(jìn)而根據(jù)APSC 組合規(guī)則生成基本隔離型MIC，最后對電路進(jìn)行進(jìn)一步簡化和擴(kuò)展。采用本文方法推導(dǎo)的隔離型MIC 具有結(jié)構(gòu)更簡單、控制易實(shí)現(xiàn)以及方便擴(kuò)展等優(yōu)點(diǎn)，此外還可以實(shí)現(xiàn)輸入輸出電氣隔離，非常適用于中大功率新能源聯(lián)合供電系統(tǒng)。本文將系統(tǒng)討論采用APSC 構(gòu)建隔離型MIC的方法，并以雙輸入半橋三電平&全橋變換器為例，討論其工作原理和控制策略，最后通過一臺1kW的原理樣機(jī)對所提出的理論和方法進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

2 交變脈沖電源單元

交變脈沖電源單元是在隔離型脈沖單元的基礎(chǔ)上去掉整流電路和變壓器后形成的單元結(jié)構(gòu)。根據(jù)電源性質(zhì)不同，交變脈沖電源單元又可分為交變脈沖電壓源單元（Alternative Pulsating Voltage Source Cell,APVSC）和交變脈沖電流源單元（Alternative Pulsating Current Source Cell,APCSC），其輸出分別是脈寬可調(diào)的交變脈沖電壓和電流。

2.1 交變脈沖電壓源單元

APVSC 由一個電壓源和兩個橋臂組成，圖 1給出了半橋、全橋和半橋三電平APVSC的電路結(jié)構(gòu)。以全橋APVSC 為例，當(dāng)V1和V4同時導(dǎo)通時，APVSC 輸出電壓為Uin；當(dāng)V2和V3同時導(dǎo)通時，APVSC 輸出電壓為-Uin；當(dāng)V1（V3）和V2（V4）同時導(dǎo)通時，APVSC 輸出電壓為零。因此在一個開關(guān)周期內(nèi)，APVSC的輸出為脈寬調(diào)制的雙極性電壓波形。

圖1 交變脈沖電壓源單元電路圖Fig.1 Circuit configuration of APVSC

2.2 交變脈沖電流源單元

與APVSC 類似，APCSC 由一個電流源和兩個橋臂組成，其中電流源可由電壓源與大電感串聯(lián)得到。圖2 給出了Boost 半橋和Boost 全橋APCSC的電路結(jié)構(gòu)。通過控制開關(guān)時序可在APCSC的輸出端得到脈寬調(diào)制的雙極性電流波形。

圖2 交變脈沖電流源單元電路圖Fig.2 Circuit configuration of APCSC

2.3 交變脈沖電源單元組合規(guī)則

根據(jù)拓?fù)鋵W(xué)的基本約束條件，可以歸納出APSC的組合規(guī)則：①將多個相同或不同的APVSC串聯(lián)組合，等效為單個APVSC；②將多個相同或不同的APCSC 并聯(lián)組合，等效為單個APCSC。

3 隔離型MIC 拓?fù)渖煞椒?/h2>

3.1 構(gòu)建基本隔離型MIC

將按組合規(guī)則2.3 節(jié)中①與②生成的組合單元輸出端直接與變壓器、整流電路和輸出濾波器相連即可推導(dǎo)出基本隔離型MIC 電路拓?fù)洌鄳?yīng)的電路拓?fù)浞譃殡妷盒秃碗娏餍蛢深?。下面以雙輸入為例，介紹幾種典型的隔離型雙輸入直流變換器（Double Input Converter,DIC）。

圖3 給出了由組合規(guī)則①推導(dǎo)出的幾種電壓型DIC 電路拓?fù)?，其中圖3a 是將兩個全橋APVSC 串聯(lián)生成的雙輸入全橋變換器；圖3b 是半橋三電平APVSC 和全橋APVSC 串聯(lián)生成的雙輸入半橋三電平&全橋變換器；圖3c 是兩個半橋三電平APVSC串聯(lián)生成的雙輸入半橋三電平變換器。

圖3 電壓型DIC 電路拓?fù)銯ig.3 Topologies of voltage-fed DIC

圖4 給出了由組合規(guī)則②推導(dǎo)出的兩種電流型DIC 電路拓?fù)洌渲袌D 4a 是將兩個 Boost 半橋APCSC 并聯(lián)生成的雙輸入Boost 半橋變換器；圖4b是將兩個 Boost 全橋 APCSC 并聯(lián)生成的雙輸入Boost 全橋變換器。

圖4 電流型DIC 電路拓?fù)銯ig.4 Topologies of current-fed DIC

在上述生成的基本隔離型DIC 電路拓?fù)渲?，兩個輸入源既可以單獨(dú)向負(fù)載供電，也可以串聯(lián)（并聯(lián)）同時向負(fù)載供電，控制十分靈活。與文獻(xiàn)[7]中的電路拓?fù)湎啾?，具有結(jié)構(gòu)簡單、元器件少等優(yōu)點(diǎn)。但是電路中開關(guān)管數(shù)量仍較多，因此需要對其進(jìn)一步簡化。

3.2 基本隔離型MIC的控制策略

在MIC 中，由于存在多個輸入源及開關(guān)管，因此存在多個控制自由度。MIC的控制策略需要實(shí)現(xiàn)兩個功能：①控制輸出電壓穩(wěn)定；②優(yōu)化多個輸入源的功率分配。以雙輸入直流變換器為例，可以通過控制其中一路的占空比控制輸出電壓恒定，通過控制另一路的占空比控制該路源的輸入功率，例如在氫光聯(lián)合供電系統(tǒng)中，通過控制太陽電池該路的占空比可實(shí)現(xiàn)太陽電池的最大功率跟蹤。

基本隔離型MIC的開關(guān)管較多，因此蘊(yùn)涵多種開關(guān)方式。根據(jù)MIC的電路特點(diǎn)，所采用的控制策略需滿足以下條件：①變換器既可以實(shí)現(xiàn)多個輸入源，同時向負(fù)載供電，又可實(shí)現(xiàn)某個輸入源單獨(dú)向負(fù)載供電，這是MIC 變換器的基本功能；②在每路APSC 脈寬固定的前提下，變換器應(yīng)能實(shí)現(xiàn)最大功率傳輸，即在一個開關(guān)周期內(nèi)，傳遞到負(fù)載的功率值最大；③存在簡化電路的可能性。

條件①是比較容易滿足的。以電壓型DIC 為例，變壓器一次電壓為各個APVSC的輸出電壓之和。由于每路APVSC 均可獨(dú)立地調(diào)節(jié)脈寬，因此當(dāng)所有APVSC的脈寬大于零時，即可實(shí)現(xiàn)多個輸入源同時向負(fù)載供電；而當(dāng)某路APSC的脈寬減小至零時，另一路APSC 則可以單獨(dú)向負(fù)載供電。電流型DIC 亦如此。

在滿足條件①的前提下，兩路APSC的輸出之間可以引入移相角θ，其中0≤θ≤π。以圖3a 中電壓型DIC 為例，圖5 給出當(dāng)θ不同時每路APVSC的輸出電壓uAB、uCD以及變壓器一次電壓upri的波形，uAB超前于uCD，其中D1與D2分別為兩路APVSC的占空比，Uin1與Uin2為兩路輸入源的電壓，圖中假設(shè)D2＜D1＜1，Uin1=Uin2。

圖5 電壓型DIC 主要波形圖Fig.5 Key waveforms of voltage-fed DIC

由圖5a 和圖5b 可知，當(dāng)0≤θ＜π（1-D2）時，變壓器一次電壓為兩路APVSC的輸出電壓之和，兩路輸入源共同向負(fù)載提供能量；在圖5c 中，當(dāng)θ＞π(1-D2)時，由于uAB與uCD在陰影處電壓極性相反，兩路輸入源電壓正負(fù)抵消，因此變壓器一次電壓波形面積小于前兩種情況，此時顯然不滿足條件②。為實(shí)現(xiàn)最大功率傳輸，需保證uAB與uCD之間的移相角滿足 0≤θ＜π(1-Di)[i=1,2，Di=max(D1,D2)]?？紤]到變換器起動時，APVSC的脈寬為最大值π，因此為在任意脈寬條件下滿足條件②，θ取值應(yīng)為零。對于電流型DIC 也同樣如此。同理，當(dāng)擴(kuò)展到多個輸入源時，也應(yīng)當(dāng)保證各個APSC 輸出之間的移相角為零。

3.3 簡化基本隔離型MIC

根據(jù)上文的分析，此時得到的控制策略已滿足條件①和②，但是否滿足條件③尚不清楚，因此需要進(jìn)一步分析其開關(guān)時序?qū)ふ液喕娐返目赡苄?。圖6a 和圖6b 分別給出電壓型雙輸入全橋變換器和電流型雙輸入Boost 全橋變換器的開關(guān)時序圖。

在雙輸入全橋變換器中，參照圖6a，每個全橋單元均采用移相控制。1#全橋單元中，V1和V2組成超前橋臂，V3和V4組成滯后橋臂。2#全橋單元中，V5和V6組成超前橋臂，V7和V8組成滯后橋臂，每個橋臂的兩只開關(guān)管之間存在死區(qū)時間。由圖 6a可知，當(dāng)兩個單元之間的移相角為零時，開關(guān)管V4和V7、V3和V8的開關(guān)時序完全相同，這就為簡化電路提供了可能性。為方便分析，圖7a 將圖3a 中電路變換形式后重繪于此，且省掉整流濾波電路。不難發(fā)現(xiàn)，當(dāng)V4和V7導(dǎo)通時，電流從V4和V7支路中流通，V3和V8支路中沒有電流；V3和V8導(dǎo) 通時情況恰好相反，因此可將圖7a 等效變換為圖7b。又由于V3和V8、V4和V7的類型、連接方式與開關(guān)時序均相同，所以可以將V3和V8、V4和V7分別合并為一只開關(guān)管，從而將V7和V8省去，簡化后的電路如圖7c 所示。簡化后保持原有的控制策略不變，同時省去一對開關(guān)管，電路形式更加簡潔。上述方法可作為電壓型DIC的通用簡化方法。

圖6 基本隔離型雙輸入變換器開關(guān)時序圖Fig.6 Switching sequence of basic isolated DIC

圖7 電壓型雙輸入全橋變換器的簡化Fig.7 Simplification of voltage-fed double input full-bridge converter

在雙輸入Boost 全橋變換器中，參照圖6b，每個Boost 全橋單元采用移相控制方式。1#Boost 全橋單元中，V1和V2組成超前橋臂，V3和V4組成滯后橋臂；2#Boost 全橋單元中，V5和V6組成超前橋臂，V7和V8組成滯后橋臂，每個橋臂的兩個開關(guān)管之間存在同時導(dǎo)通時間。由圖6b 可知，V3和V7、V4和V8的開關(guān)時序完全相同，考慮是否可以共用。圖8a 將圖6b 變換形式后重繪于此，當(dāng)V3和V7同時導(dǎo)通時，電流流經(jīng)V3和V7之后分流至兩路輸入源，V4和V8支路中沒有電流；V4和V8導(dǎo)通時情況恰好相反，因此可將圖8a 電路等效變換為圖8b。又由于V3和V7、V4和V8的類型、連接方式與開關(guān)時序均相同，所以可以將V3和V7、V4和V8分別合并為一只開關(guān)管，從而將V7和V8省去，簡化后的電路如圖8c 所示，簡化后的電路保持原有的控制策略不變。上述方法可作為電流型DIC的通用簡化方法。

圖8 電流型雙輸入Boost 全橋變換器的簡化Fig.8 Simplification of current-fed double input full-bridge converter

3.4 DIC 向MIC的擴(kuò)展

當(dāng)系統(tǒng)中含有多個輸入源時，可采用多個APSC 構(gòu)成多輸入直流變換器，電路的推導(dǎo)與簡化方法與DIC 完全相同。圖9 給出了采用全橋單元和Boost 全橋單元構(gòu)建的N個輸入直流變換器，每相鄰的兩個單元共用一對開關(guān)管，N個單元可以節(jié)省2(N－1)只開關(guān)管。通過選擇合理的控制策略，變換器可以實(shí)現(xiàn)1，2，3，…，N個輸入源任意組合情況下的功率傳遞。

圖9 N 輸入直流變換器電路結(jié)構(gòu)圖Fig.9 Circuit configurations of N input dc/dc converter

4 應(yīng)用舉例—雙輸入半橋三電平&全橋變換器

不同類型的MIC 電路適用于不同的應(yīng)用場合，尤其當(dāng)輸入源的電壓幅值不同時，需要選擇合適的MIC。如當(dāng)輸入源幅值差別較小時，可采用相同類型APSC 生成的MIC；而當(dāng)輸入源的電壓幅值差別較大時，則不宜采用上述MIC。這是由于變壓器的電壓比根據(jù)低壓輸入源設(shè)計(jì)，當(dāng)電壓較高的輸入源單獨(dú)供電時，該路占空比相對較小，因此該路輸入源利用率不高，此外輸出濾波電感電流紋波也較大，變換器難以優(yōu)化設(shè)計(jì)。此時可采用由不同輸入電壓利用率的APSC 生成的MIC，例如半橋單元輸入電壓利用率為全橋單元的一半，此時可將半橋單元與高壓輸入源連接，全橋單元與低壓輸入源連接，從而使兩路單元的占空比均勻分配。雙輸入半橋三電平&全橋變換器同樣適用于兩路輸入源幅值差別較大的場合，同時半橋三電平單元還可降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力。本文以該變換器為例，簡要介紹其工作原理和能量管理策略。

雙輸入半橋三電平&全橋變換器的推導(dǎo)過程如圖10 所示，圖10b 為簡化后的變換器。半橋三電平單元由1#輸入源Vin1、分壓電容Cd1和Cd2、開關(guān)管V1～V4、續(xù)流二極管VDf1和VDf2、飛跨電容Css與變壓器Tr組成，全橋單元由2#輸入源Vin2、開關(guān)管V3～V6與變壓器Tr組成。兩路APVSC 單元均采用移相控制方式，通過調(diào)節(jié)橋臂之間的移相角調(diào)節(jié)單元的占空比，其中V1和V4、V5和V6分別為半橋三電平單元和全橋單元的超前橋臂，V2和V3為兩個單元公用滯后橋臂。

本文采用主從控制方式分配兩路輸入源的輸入功率，其中1#輸入源作為主供電設(shè)備，2#輸入源作為輔助供電設(shè)備。實(shí)際應(yīng)用中，根據(jù)負(fù)載的變化變換器存在兩種工作模式：①當(dāng)輸出功率大于某設(shè)定值（如40%額定輸出功率）時，通過調(diào)節(jié)半橋三電平單元的占空比控制1#源的輸入電流，進(jìn)而控制1#源的輸入功率，調(diào)節(jié)全橋單元的占空比控制輸出電壓，此時變換器工作在雙路源供電模式；②當(dāng)輸出功率小于該設(shè)定值時，全橋單元的占空比將減小至零，2#源不提供功率，通過調(diào)節(jié)半橋三電平單元的占空比控制輸出電壓，此時變換器工作在單路源供電模式。

圖10 雙輸入半橋三電平&全橋變換器的簡化圖Fig.10 Simplification of double input half-bridge three-level & full-bridge converter

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證該變換器的工作原理，在實(shí)驗(yàn)室完成了一臺1kW的樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)所用數(shù)據(jù)為：輸入電壓：Uin1=360～440V，Uin2=180～220V；輸出電壓：Uo=48V；輸出電流：Io=21A；1#輸入電流參考值：1A（提供 40%的額定輸出功率）；變壓器電壓比：K=12:4；諧振電感：Lr=7.9μH；輸出濾波電感：Lf=35μH；輸出濾波電容：Cf=470μF；開關(guān)管V1～V6：IXTH26N60P（26A/600V）；整流二極管VDR1～VDR4：DESI60-03A(30A/600V)；開關(guān)頻率：fs=100kHz。

圖11 給出了Uin1=400V、Uin2=200V 時一次電壓uAB、一次電流ip和二次整流電壓urect的實(shí)驗(yàn)波形。圖11a 為Io=21A 時的實(shí)驗(yàn)波形，此時變換器工作在雙路源供電模式，uAB為兩路APVSC的輸出電壓之和；圖11b 為Io=7A 時的實(shí)驗(yàn)波形，此時變換器工作在單路源供電模式，如圖11 所示。全橋單元的脈寬為零，僅1#源向負(fù)載提供能量。

圖11 變壓器一次電壓、一次電流與二次整流電壓波形Fig.11 Experimental waveforms of uAB,ip and urect

圖12 給出了Uin1=400V、Uin2=200V、Io=21A時V1、V2和V5的驅(qū)動電壓uGS、漏源電壓uDS與漏極電流iD波形。圖12 表明在雙路源供電模式下，所有開關(guān)管均實(shí)現(xiàn) ZVS，它們的電壓應(yīng)力分別為Uin1/2、Uin2和Uin1/2+Uin2，與理論分析一致。圖13給出了Uin1=400V、Uin2=200V、Io=7A 時的波形，此時V1與V5仍可以實(shí)現(xiàn)ZVS，而V2為硬開通，并存在由VD2反向恢復(fù)引起的電流尖峰。

圖12 開關(guān)管驅(qū)動電壓、漏源極電壓與漏極電流波形（Io=21A）Fig.12 Experimental waveforms of uGS,uDS and iD（Io=21A）

圖13 開關(guān)管驅(qū)動電壓、漏源極電壓與 漏極電流波形（Io=7A）Fig.13 Experimental waveforms of uGS,uDS and iD（Io=7A）

由上述實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，采用本文方法生成的雙輸入半橋三電平&全橋變換器具有如下優(yōu)點(diǎn)：

（1）采用合適的能量管理策略，變換器可以工作在雙路源供電和單路源供電兩種模式，實(shí)現(xiàn)MIC電路的基本功能，進(jìn)而驗(yàn)證了本文方法的有效性。

（2）同雙輸入全橋變換器一樣，可采用雙移相控制方式，開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)ZVS。

（3）與雙輸入全橋變換器相比，半橋三電平單元降低了高壓輸入源的電壓利用率，使兩路單元占空比均勻分配。雖然增加了兩只續(xù)流二極管，但降低了該單元開關(guān)管的電壓應(yīng)力，適用于兩路輸入源電壓幅值差別較大的場合。

6 結(jié)論

針對新能源聯(lián)合供電系統(tǒng)，本文提出一種新的構(gòu)建隔離型多輸入直流變換器的方法。

（1）提出交變脈沖電源單元的概念，在此基礎(chǔ)上，通過單元的串并聯(lián)組合生成基本隔離型多輸入變換器。

（2）根據(jù)多輸入變換器的特點(diǎn)確定基本隔離型多輸入變換器的控制策略。

（3）分析控制策略并依此對基本隔離型變換器進(jìn)行簡化。

采用該方法推導(dǎo)出的隔離型多輸入變換器具有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、元器件數(shù)量少、控制靈活和易于擴(kuò)展等優(yōu)點(diǎn)，非常適用于多能源聯(lián)合供電系統(tǒng)。本文以雙輸入半橋三電平&全橋變換器為例，簡要介紹了該變換器的工作原理和能量管理策略，并通過一個1kW的樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

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