載人航天空空通信子系統(tǒng)及其關(guān)鍵技術(shù)

石云墀

(上海航天電子技術(shù)研究所,上海 201109)

0 引言

空空通信子系統(tǒng)是中國載人航天二期實(shí)現(xiàn)交會(huì)對(duì)接任務(wù)的關(guān)鍵子系統(tǒng),完成運(yùn)輸飛船和目標(biāo)飛行器間的數(shù)據(jù)通信。為提高系統(tǒng)的抗干擾和保密性能,空空通信子系統(tǒng)采用了DS-DBPSK直接序列擴(kuò)頻體制,該體制將原始數(shù)據(jù)與遠(yuǎn)高于其碼速率的偽噪聲序列模二加后生成新序列,其碼速率與偽噪聲序列相同,由此明顯擴(kuò)展了信號(hào)頻譜。在接收端,將一個(gè)與發(fā)射端同步的本地偽噪聲序列用接收信號(hào)相關(guān),利用偽噪聲序列的自相關(guān)特性,將信號(hào)能量集中在窄帶范圍內(nèi),提高接收信號(hào)的信噪比,獲得處理增益?？湛胀ㄐ艡C(jī)是該子系統(tǒng)的核心單機(jī),中頻接收機(jī)是該單機(jī)的核心模塊,其中數(shù)字化中頻解擴(kuò)解調(diào)是關(guān)鍵技術(shù)。為此,本文對(duì)空空通信子系統(tǒng)及其關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行了研究。

1 系統(tǒng)構(gòu)成

空空通信子系統(tǒng)由空空通信機(jī)4臺(tái)(運(yùn)輸飛船、目標(biāo)飛行器各2臺(tái))、空空通信天線4副(運(yùn)輸飛船、目標(biāo)飛行器各2副)和空空通信接口2個(gè)(運(yùn)輸飛船、目標(biāo)飛行器各1個(gè))組成,如圖1所示。其中4臺(tái)空空通信機(jī)為該子系統(tǒng)的核心設(shè)備。

運(yùn)輸飛船空空通信機(jī)、目標(biāo)飛行器空空通信機(jī)及其相連的空空通信天線組成2個(gè)獨(dú)立的雙工通信鏈路,兩鏈路同時(shí)工作,收發(fā)頻率完全相同,用不同擴(kuò)頻序列進(jìn)行碼分多址。為進(jìn)一步抑制遠(yuǎn)近效應(yīng),兩鏈路的空空通信天線采用不同圓極化方式進(jìn)行旋向隔離?？湛胀ㄐ沤涌谠O(shè)備接收來自飛船或目標(biāo)飛行器的數(shù)據(jù),將其組幀后送空空通信機(jī),同時(shí)接收空空通信機(jī)送出的接收數(shù)據(jù),將數(shù)據(jù)還原后送飛船或目標(biāo)飛行器上設(shè)備。

圖1 空空通信子系統(tǒng)組成Fig.1 Composition of space to space communication subsystem

2 空空通信機(jī)

作為空空通信子系統(tǒng)的核心設(shè)備,其內(nèi)部功能如圖2所示。空空通信機(jī)接收空空接口送來的數(shù)據(jù)進(jìn)行RS編碼、擴(kuò)頻、調(diào)制、放大后經(jīng)雙工器后送天線發(fā)射,同時(shí)對(duì)天線接收到的信號(hào)進(jìn)行放大、模擬下變頻、解擴(kuò)解調(diào)、RS解碼后送空空通信接口。

圖2 空空通信機(jī)組成Fig.2 Scheme of spaceto space communicator

發(fā)射通道的信號(hào)調(diào)制放大和接收通道的放大、下變頻采用傳統(tǒng)模擬方式實(shí)現(xiàn)?？湛胀ㄐ艡C(jī)的關(guān)鍵技術(shù)是中頻信號(hào)的解擴(kuò)解調(diào),該功能由中頻解擴(kuò)解調(diào)模塊實(shí)現(xiàn)?？紤]運(yùn)輸飛船和目標(biāo)飛行器空空通信機(jī)的碼速率、擴(kuò)頻比不同,采用軟件無線電方式實(shí)現(xiàn)中頻信號(hào)的解擴(kuò)解調(diào),這樣可用相同的硬件平臺(tái)加載不同的軟件實(shí)現(xiàn)不同的功能。

中頻解擴(kuò)解調(diào)模塊主要指標(biāo)式：中頻載波頻率70 MHz;載波最大多普勒頻移13 k Hz;擴(kuò)頻體制DS/SS;擴(kuò)頻比1 023/127;調(diào)制方式DBPSK。

3 中頻解擴(kuò)解調(diào)關(guān)鍵技術(shù)

3.1 偽碼的捕獲與跟蹤

直接擴(kuò)頻信號(hào)解擴(kuò)的關(guān)鍵是保證本地PN序列和與接收信號(hào)同步。這樣通過與本地PN序列進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算,就能恢復(fù)原始數(shù)據(jù)。偽碼的同步分捕捉和跟蹤兩個(gè)階段：通過擴(kuò)頻碼的捕獲可使本地偽碼與接收到的碼元基本保持同步,獲得一定的同步精度(如二分之一碼元寬)。由于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的相對(duì)運(yùn)動(dòng)及時(shí)鐘的不穩(wěn)定,特別是解擴(kuò)解調(diào)的需要,須進(jìn)一步跟蹤接收信號(hào),使本地偽碼盡可能跟隨接收信號(hào)的變化,使同步精度控制在更小碼元周期范圍內(nèi),進(jìn)一步降低數(shù)據(jù)誤碼率。

3.1.1 偽碼捕獲

偽碼的同步捕獲實(shí)質(zhì)是對(duì)每個(gè)可能的相位點(diǎn)進(jìn)行相關(guān)解調(diào),根據(jù)解調(diào)結(jié)果判斷相位是否同步的掃描過程,常用的PN序列捕獲有匹配濾波器法、串行滑動(dòng)相關(guān)捕捉法、多通道滑動(dòng)相關(guān)捕捉法、輔助序列捕捉法等。比較各捕獲算法的優(yōu)缺點(diǎn),選擇了資源和捕獲時(shí)間均適中的多通道滑動(dòng)相關(guān)捕捉法。

多通道滑動(dòng)相關(guān)捕捉系統(tǒng)中有并行的N個(gè)滑動(dòng)相關(guān)捕捉通道,輸入每個(gè)通道的偽碼相差一定的相位(如1/2碼元)。其中每個(gè)滑動(dòng)相關(guān)捕捉通道如圖3所示,輸入信號(hào)與本地產(chǎn)生的PN序列相乘后,在一個(gè)PN序列的周期內(nèi)進(jìn)行積分,利用PN序列的自相關(guān)特性,僅當(dāng)本地PN序列與接收到的信號(hào)中的PN序列相差小于1個(gè)碼元時(shí),積分清洗濾波器(I-D)才會(huì)輸出較大的相關(guān)峰。比較相關(guān)值與門限電平,當(dāng)最大相關(guān)值大于門限時(shí),就認(rèn)為本地PN序列同接收信號(hào)達(dá)到了同步,進(jìn)入跟蹤狀態(tài);當(dāng)最大相關(guān)值小于門限時(shí),移動(dòng)本地PN序列發(fā)生器產(chǎn)生的PN序列的相位(N/2個(gè)碼元),重新進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算直至同步。這樣一個(gè)完整的偽碼捕捉周期可完成N個(gè)相位的查詢,捕捉時(shí)間變?yōu)閱蝹€(gè)串行滑動(dòng)相關(guān)捕獲法的1/N。所用硬件資源雖增加了N倍,但遠(yuǎn)小于全并行匹配濾波器所用資源。多通道滑動(dòng)相關(guān)捕捉系統(tǒng)如圖4所示。

圖3 串行滑動(dòng)相關(guān)捕捉系統(tǒng)Fig.3 Serial sliding correlater capture system

圖4 多通道滑動(dòng)相關(guān)捕捉系統(tǒng)Fig.4 Multi-channel sliding correlativecapturesystem

3.1.2 偽碼跟蹤

當(dāng)接收到的信號(hào)與本地PN序列同步后,兩者相位差小于1/2個(gè)碼元周期。此時(shí),系統(tǒng)進(jìn)入跟蹤狀態(tài),本地PN碼相位須通過跟蹤使其和輸入PN碼相對(duì)時(shí)間差減小為零。

PN序列的跟蹤采用延遲鎖定環(huán)實(shí)現(xiàn),延遲鎖定環(huán)又稱“全時(shí)間”(Full-time)超前-滯后跟蹤環(huán),其構(gòu)成如圖5所示。圖中：自相關(guān)函數(shù)R1[τ(t)],R2[τ(t)]為低通濾波器輸出,2個(gè)相關(guān)器輸出之差用于產(chǎn)生誤差信號(hào)

圖5 延遲鎖定環(huán)Fig.5 Delay lock roop

如圖6所示,e(τ)被用作調(diào)整信號(hào),用于驅(qū)動(dòng)壓控振蕩器(VCO),VCO可用于調(diào)節(jié)PN碼發(fā)生的時(shí)鐘,當(dāng)PN碼發(fā)生器落后于輸入序列相位時(shí),則使時(shí)鐘變快,反之,則使時(shí)鐘變慢,由此實(shí)現(xiàn)跟蹤相位。

圖6 誤差信號(hào)e(τ)和相關(guān)器輸出R1(τ),R2(τ)Fig.6 Error signal e(τ)and relative output R1(τ),R2(τ)

采用數(shù)字技術(shù)實(shí)現(xiàn)延遲鎖定環(huán)時(shí),VCO由可編程的數(shù)控振蕩器(NCO)替代。因每個(gè)偽碼周期只能產(chǎn)生1個(gè)誤差信號(hào),為使誤差信號(hào)導(dǎo)致的PN序列相位差不超過1個(gè)碼寬度,NCO須有較高的精度和工作頻率,而這會(huì)占用較多的硬件資源。實(shí)際使用中,可對(duì)DLL作適當(dāng)簡化：比較超前與滯后支路的相關(guān)結(jié)果,超前支路相關(guān)結(jié)果較大,則說明本地PN序列落后于接收到的信號(hào),將本地PN序列的相位前移Δ(如1/2或1/4個(gè)碼元);反之,將本地PN序列的相位朝后移Δ,實(shí)現(xiàn)相位跟蹤。該方法在偽碼發(fā)生器采用RAM結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)時(shí)尤為簡便,只需適當(dāng)調(diào)整RAM的讀取指針即可實(shí)現(xiàn)。

3.1.3 判決門限確定

根據(jù)Bauyes和Neyman-Pearson假設(shè)檢驗(yàn),在AWGN下無衰落信號(hào)的非相關(guān)接收的最大似然估計(jì)方程可表示為

式中：V為噪聲能量;γI,γQ為兩路正交同相信號(hào);α為無信號(hào)時(shí)的虛警率[1]。

瞬時(shí)接收到的信號(hào)功率和噪聲功率為未知,且隨時(shí)間而變。固定的門限捕獲方案將使系統(tǒng)性能明顯下降而無法正常工作。因此,有必要設(shè)置自適應(yīng)門限檢測(cè)。

因本地PN序列與接收信號(hào)未對(duì)齊時(shí)信號(hào)的相關(guān)值很小,而噪聲與本地PN序列相關(guān)后能量基本不變,故可將未對(duì)齊時(shí)的相關(guān)值的平方作為噪聲能量的估計(jì)。為提高噪聲估計(jì)的準(zhǔn)確性,將多個(gè)未對(duì)齊通道相關(guān)值的平方作平均處理。獲得估計(jì)的噪聲能量后,乘上一比例因子,即可作為自適應(yīng)門限與相關(guān)器輸出進(jìn)行比較。

在弱信號(hào)時(shí),未對(duì)齊通道相關(guān)值主要取決于噪聲能量,僅基帶信號(hào)主瓣的相關(guān)峰會(huì)超出門限;在強(qiáng)信號(hào)時(shí),未對(duì)齊通道相關(guān)值更多由信號(hào)能量貢獻(xiàn),基帶信號(hào)旁瓣的相關(guān)峰也會(huì)超過門限,導(dǎo)致誤捕。為提高偽碼捕獲概率,可適當(dāng)提高門限(加大比例因子),使旁瓣相關(guān)峰落于門限以下。

3.2 載波的捕獲與跟蹤

3.2.1 載波捕獲

輸入信號(hào)有較大的多普勒頻移,而解擴(kuò)后基帶信號(hào)頻譜主要集中在基帶碼速率2倍帶寬內(nèi),信號(hào)帶寬較窄,當(dāng)本地載波與輸入信號(hào)頻偏較大時(shí),相關(guān)峰將明顯降低,即使偽碼相位對(duì)齊,也可能無法檢測(cè)到相關(guān)峰。因此,在相位捕獲的同時(shí),應(yīng)對(duì)載波頻率進(jìn)行捕獲。在掃描完一遍所有相位后修正載波頻率,在下一個(gè)頻點(diǎn)再次進(jìn)行掃描。

另外,在檢測(cè)到相關(guān)峰后,在偽碼對(duì)齊條件下,再次對(duì)臨近頻段進(jìn)行掃描,選取相關(guān)峰最大的頻點(diǎn)。這樣,利于載波環(huán)對(duì)載波的跟蹤。

3.2.2 載波跟蹤

載波捕獲后,需對(duì)載波進(jìn)行跟蹤,使本地載波與輸入信號(hào)頻率相位保持一致,以進(jìn)行相干解調(diào)。載波跟蹤環(huán)采用數(shù)字Costas環(huán),由數(shù)字下變頻器(DDC)、解擴(kuò)單元、數(shù)字鑒相器和環(huán)路數(shù)字濾波器等組成,如圖7所示。其中：DDC是中頻數(shù)字解調(diào)的重要組成,它包括數(shù)字混頻器、NCO和數(shù)字低通濾波器等三部分。其工作原理是：將輸入信號(hào)與一本地振蕩信號(hào)作乘法運(yùn)算,乘法器輸出送低通濾波器以濾除高頻分量,獲得基帶數(shù)據(jù)。同相一個(gè)正交(I-Q)分解DDC的結(jié)構(gòu)如圖8所示。

圖7 數(shù)字Costas環(huán)組成結(jié)構(gòu)Fig.7 Structure of digital Costas loop

圖8 正交分解DDC結(jié)構(gòu)Fig.8 Structureof orthogonal decomposition DDC

數(shù)字鑒相器根據(jù)I,Q兩路相關(guān)結(jié)果,由反正切運(yùn)算獲得本地載波與輸入信號(hào)的相位誤差,并去除數(shù)據(jù)調(diào)制引起的180°相位翻轉(zhuǎn)。環(huán)路濾波器對(duì)相位誤差進(jìn)行低通濾波,濾波結(jié)果控制NCO的輸出頻率,實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)載波的閉環(huán)跟蹤。

4 中頻解擴(kuò)解調(diào)模塊實(shí)現(xiàn)

受器件規(guī)模與等級(jí)限制,中頻解擴(kuò)解調(diào)模塊采用了現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯陣列(FPGA)+數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)架構(gòu)。中頻解擴(kuò)解調(diào)模塊由變壓器、AD、下變頻及RS編解碼FPGA、相關(guān)器FPGA,以及DSP組成(如圖9所示),可實(shí)現(xiàn)自中頻(70 MHz)起的下變頻、相關(guān)捕獲、解擴(kuò)、解調(diào)、RS解碼的接收功能和發(fā)射前的組幀RS編碼功能。圖中：變壓器由一個(gè)4∶1阻抗變換器及周圍器件構(gòu)成,作用是抑制共模噪聲和隔離模擬數(shù)字地,并進(jìn)行阻抗匹配;AD對(duì)輸入中頻信號(hào)進(jìn)行采樣,采樣頻率為偽碼速率的4倍。選用AD公司的AD6645高速14位并行AD,輸入帶寬200 MHz,其最高采樣率可達(dá)80 MS/s,實(shí)際使用了高8位數(shù)據(jù)。

圖9 中頻解擴(kuò)解調(diào)模塊組成Fig.9 Module composition of middle frequency demodulation of DS/SSsignal

4.1 數(shù)字下變頻及RS編解碼FPGA

下變頻及RS編解碼FPGA為一片30萬門的XQVR300,其作用是：在捕獲前消除采樣后的殘余頻差,為其后的相關(guān)運(yùn)算消除頻差的影響;捕獲完成后,作為載波鎖相環(huán)的一部分對(duì)載波的頻率和相位進(jìn)行跟蹤;完成與DSP及空空通信接口設(shè)備的信號(hào)交換和RS編解碼,其內(nèi)部功能如圖10所示。AD采樣值分別同NCO輸出的相位相差90°的正弦信號(hào)和余弦信號(hào)相乘,再通過FIR濾波器濾除高頻分量,即可得兩路正交的基帶信號(hào)。I/Q兩路FIR濾波器的參數(shù)完全相同,在低通濾波的同時(shí)完成數(shù)據(jù)抽取。DSP接口1完成下變頻FPGA與DSP的接口時(shí)序,使DSP能控制NCO的輸出頻率。

同時(shí),該FPGA接收來自空空通信接口的數(shù)據(jù),將其組成傳輸幀,進(jìn)行RS編碼后,與本地PN序列異或進(jìn)行直接序列擴(kuò)頻,將擴(kuò)頻后的信號(hào)送發(fā)射機(jī)。該FPGA還接收DSP送來的解擴(kuò)數(shù)據(jù)幀,在RS解碼后,選出有用數(shù)據(jù)送空空通信接口。

4.2 相關(guān)器FPGA

圖10 數(shù)字下變頻FPGA功能Fig.10 FPGA function of digital down conversion

并行相關(guān)FPGA選用一30萬門的XQVR300,其作用是生成本地偽碼序列并與基帶信號(hào)相關(guān),將相關(guān)結(jié)果送DSP,并為DSP提供看門狗和譯碼邏輯,功能如圖11所示。圖中：GOLD序列發(fā)生器產(chǎn)生本地偽碼,并通過移位寄存器產(chǎn)生相位相差1/2或1/4碼元的多個(gè)偽碼供相關(guān)器使用,同時(shí)還能根據(jù)DSP的控制信號(hào)調(diào)整自身相位;積分清洗濾波器根據(jù)輸入的偽碼序列,每個(gè)偽碼周期進(jìn)行1次相關(guān)運(yùn)算,將相關(guān)結(jié)果送往DSP?？紤]資源使用和捕獲時(shí)間要求,I/O路并行捕獲通道各24個(gè)。DSP接口將相關(guān)結(jié)果送DSP,并提供中斷、接收DSP控制指令調(diào)制GOLD序列相位。看門狗邏輯提供DSP復(fù)位信號(hào),譯碼邏輯為外設(shè)提供地址譯碼。

圖11 相關(guān)器FPGA組成Fig.11 FPGA composition of correlater

4.3 解擴(kuò)解調(diào)DSP

DSP采用SMJ320VC5416芯片,工作時(shí)鐘最高可達(dá)100 MHz/s,運(yùn)算能力滿足任務(wù)需求;內(nèi)部自帶64 k B程序與數(shù)據(jù)RAM,節(jié)省了外圍電路開銷。該DSP主要完成判決門限計(jì)算、偽碼/載波的捕獲、偽碼/載波的跟蹤,以及接收幀結(jié)構(gòu)的判決等功能。兩個(gè)階段的工作模式為：

a)捕獲階段 每次相關(guān)運(yùn)算結(jié)束后,讀取各路相關(guān)器的相關(guān)值,計(jì)算每個(gè)相位I,Q路相關(guān)值的平方和,取最小的21路的平均值,乘以一參數(shù)因子作為判決門限。比較平方和的最大值與判決門限,若超門限,則認(rèn)為捕獲偽碼,反之,在下一組相位進(jìn)行捕獲。當(dāng)全部相位均試探過后,DSP控制下變頻FPGA中的NCO頻率變化一定值,在下一頻率點(diǎn)試探。

b)跟蹤階段 DSP通過讀取I/Q相關(guān)結(jié)果,計(jì)算本地載波和接收的相差與頻差,經(jīng)環(huán)路濾波后調(diào)整NCO頻率字,實(shí)現(xiàn)載波跟蹤;讀取超前和滯后相關(guān)通道的相關(guān)值,根據(jù)結(jié)果調(diào)整偽碼相位,實(shí)現(xiàn)偽碼跟蹤,并判決出接收數(shù)據(jù)的幀結(jié)構(gòu),提取有效數(shù)據(jù)送外部RS解碼器解碼。

根據(jù)上述方案設(shè)計(jì)硬件并編寫相關(guān)軟件,實(shí)現(xiàn)了中頻解擴(kuò)解調(diào)功能,整機(jī)實(shí)現(xiàn)的主要性能指標(biāo)為：捕獲帶寬±16 k Hz/±30 k Hz;接收機(jī)靈敏度-123～-113 d Bm;接收機(jī)誤碼率1×10-6;捕獲時(shí)間平均不超過3 s,最大不超過5 s。

5 結(jié)束語

采用直接序列擴(kuò)頻通信體制的空空通信子系統(tǒng)是載人航天二期交會(huì)對(duì)接任務(wù)的關(guān)鍵子系統(tǒng)。作為該系統(tǒng)核心單機(jī),空空通信機(jī)采用軟件無線電方式實(shí)現(xiàn)了偽碼/載波的捕獲和跟蹤,具有結(jié)構(gòu)靈活、通用性好的特點(diǎn)。

[1]A J維特比.CDMA擴(kuò)頻通信原理[M].李世鶴,等(譯).北京：人民郵電出版社,1997.