基于SEPIC 的新型高增益DC-DC 變換器及衍生拓?fù)浞治?/h1>

2024-05-07 10:10:54魏業(yè)文李俊波寧鑫淼白文靜

電力系統(tǒng)及其自動(dòng)化學(xué)報(bào)訂閱 2024年4期 收藏

關(guān)鍵詞：模態(tài)

魏業(yè)文，李 明，李俊波，寧鑫淼，白文靜

（1.三峽大學(xué)電氣與新能源學(xué)院，宜昌 443002；2.三峽大學(xué)智慧能源技術(shù)湖北省工程研究中心，宜昌 443002）

近年來(lái)，由于對(duì)環(huán)境的日益關(guān)注、可再生能源基礎(chǔ)設(shè)施成本的降低以及其技術(shù)的進(jìn)步，全球可再生能源的發(fā)電能力大幅提高。在這種背景下，電力電子技術(shù)的升級(jí)至關(guān)重要[1]。電力電子變換器通常用于可再生能源系統(tǒng)中，以調(diào)節(jié)可再生電源的輸出電壓。然而，由于光伏組件的輸出電壓較低（20～40 V），需要高升壓DC-DC 變換器將光伏系統(tǒng)的低直流電壓提升至400 V，然后通過(guò)功率逆變器將其轉(zhuǎn)換為交流電壓[2-3]。

傳統(tǒng)的Boost變換器由于其操作簡(jiǎn)單和元件數(shù)量低而被廣泛應(yīng)用。理論上，它的電壓增益可以從1（占空比為0）擴(kuò)展到無(wú)窮大（占空比為1）。然而，當(dāng)其以較高的占空比運(yùn)行時(shí)，由于寄生元件的存在，其電壓增益會(huì)急劇下降。此外，其半導(dǎo)體器件上的電壓應(yīng)力很高，等于輸出電壓[4]。為了克服其上述缺點(diǎn)，國(guó)內(nèi)外學(xué)者提出了各種變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，包括開(kāi)關(guān)元件技術(shù)（開(kāi)關(guān)電感和開(kāi)關(guān)電容）、級(jí)聯(lián)技術(shù)（輸出串聯(lián)和變換器串聯(lián)）和磁耦合技術(shù)[5-9]。除上述傳統(tǒng)升壓技術(shù)，研究人員提出了多種新型升壓結(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[10]提出了一種電容箝位型雙開(kāi)關(guān)高增益DC-DC變換器，將電容箝位結(jié)構(gòu)應(yīng)用在交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)上，推導(dǎo)出4類新型高增益DC-DC變換器。盡管實(shí)現(xiàn)了高電壓增益和低電流紋波，但其功率器件的電壓應(yīng)力箝位于輸出電壓的2/3處。文獻(xiàn)[11-12]分別在Boost 變換器的輸出端和輸入端添加了電感-電容-二極管L-C-D（inductance-capacitance-diode）升壓網(wǎng)絡(luò)，盡管降低了半導(dǎo)體器件的電壓應(yīng)力，但增益提升有限。文獻(xiàn)[12]在輸入端分接了電容元件，造成輸入電流紋波相對(duì)較高。文獻(xiàn)[13]提出了一族具有零紋波結(jié)構(gòu)的有源開(kāi)關(guān)電感升壓變換器，實(shí)現(xiàn)了輸入電流的零紋波，但其功率器件電壓應(yīng)力較高，且使用了額外的有源開(kāi)關(guān)。

單端初級(jí)電感變換器SEPIC（single ended primary inductor converter）具有輸入電流連續(xù)和輸入輸出電壓同極性的優(yōu)點(diǎn)，得到了廣泛的應(yīng)用。文獻(xiàn)[14]介紹了一種改進(jìn)型的SEPIC變換器，將SEPIC的第二電感器用電感-電容L-C（inductance-capacitance）網(wǎng)絡(luò)代替，但其電壓增益并未得到有效提升。文獻(xiàn)[15]提出了一種新型的SEPIC 變換器，在其輸出端添加了L-C-D 升壓網(wǎng)絡(luò)，在提升SEPIC 變換器的電壓增益的同時(shí)降低了半導(dǎo)體器件的電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)[16-17]提出了兩種增強(qiáng)增益型SEPIC變換器，通過(guò)增加額外的開(kāi)關(guān)-電感升壓回路以提升電壓增益，但使用兩個(gè)開(kāi)關(guān)，控制復(fù)雜度高，且輸入電流紋波大。此外，文獻(xiàn)[18-21]中將耦合電感集成SEPIC轉(zhuǎn)換器中，利用隔離變壓器和耦合電感技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)高電壓增益，但存儲(chǔ)在磁耦合元件漏電感中的能量可能會(huì)導(dǎo)致功率開(kāi)關(guān)兩端的高電壓尖峰、高開(kāi)關(guān)損耗。

綜上所述，這些變換器存在的共同問(wèn)題是電壓增益普遍低且半導(dǎo)體器件上承受了較高的電壓應(yīng)力，限制了高增益變換器效率和成本的進(jìn)一步優(yōu)化。為解決上述問(wèn)題，本文提出了一類外部升壓型高增益DC-DC變換器，所提變換器利用阻抗網(wǎng)絡(luò)和開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)組成的外部網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)了高電壓增益和低半導(dǎo)體器件應(yīng)力，同時(shí)保留了原變換器連續(xù)輸入電流的優(yōu)勢(shì)并降低了輸入電流紋波。以SEPIC變換器為基礎(chǔ)，對(duì)構(gòu)成的變換器各模式下的原理和特性進(jìn)行了分析，并就電壓增益和半導(dǎo)體器件電壓應(yīng)力關(guān)系與其他變換器做了對(duì)比研究。另外給出了利用所提外部網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的衍生拓?fù)?，并?duì)其進(jìn)行了分析和仿真驗(yàn)證。最后，通過(guò)一臺(tái)200 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 穩(wěn)態(tài)工作原理

1.1 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及穩(wěn)態(tài)假設(shè)

如圖1（a）所示，為了實(shí)現(xiàn)更高的電壓增益，本文首先在文獻(xiàn)[15]所提變換器基礎(chǔ)上添加了開(kāi)關(guān)電容單元，形成如圖1（b）所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖1 所提變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)推導(dǎo)過(guò)程Fig.1 Derivation process of the topology of proposed converter

由于電容C1、C3和C5在各個(gè)模態(tài)的充放電工作方式一致，進(jìn)一步將電容圖1（b）中所示L-C-D升壓?jiǎn)卧腃1、C3和C5采用串聯(lián)方式連接，升壓?jiǎn)卧桓脑斐蔀樽杩咕W(wǎng)絡(luò)。流過(guò)C4的電流IC4，會(huì)途徑CS流入b點(diǎn)，因此可以將電容C4的a點(diǎn)與b點(diǎn)直接相連接，推導(dǎo)出本文拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖1（c）所示。

為了更加直觀表示各個(gè)單元，將電路圖改畫，形成本文所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖2所示。所提變換器拓?fù)溆?個(gè)功率開(kāi)關(guān)( S1) 、5個(gè)二極管(D1～D5)、4個(gè)電感(L1～L4)、8個(gè)電容器（C1～C7和CS）組成，Vin表示直流輸入源，R表示負(fù)載?？梢詫⑵浞譃閮?nèi)外兩部分，阻抗網(wǎng)絡(luò)（L2、L3、C2、C3和D2）和開(kāi)關(guān)電容（C5～C7和D3～D5）網(wǎng)絡(luò)共同構(gòu)成了所提變換器的外部，內(nèi)部電路為基本SEPIC變換器的輸入級(jí)（L1、L2、S1和CS），外部網(wǎng)絡(luò)增強(qiáng)了SEPIC 變換器的電壓增益，并使得半導(dǎo)體器件上的電壓應(yīng)力顯著降低，同時(shí)保留了低的輸入電流紋波。

圖2 所提變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Topology of proposed converter

為便于對(duì)所提變換器進(jìn)分析，做如下假設(shè)：

（1）忽略功率MOSFET 的導(dǎo)通電阻ron、二極管的導(dǎo)通壓降VFD和導(dǎo)通電阻rD；

（2）電感和電容均為理想元件，即忽略電感元件和電容元件的等效串聯(lián)電阻ESR（equivalent series resistance）rL、rC；

（3）所提變換器的電容和電感都足夠大，因此假設(shè)電容電壓和電感電流是恒定的。

1.2 開(kāi)關(guān)模態(tài)分析

1.2.1 連續(xù)導(dǎo)通模式分析

所提變換器工作在連續(xù)導(dǎo)通模式CCM（continuous conduction mode）和斷續(xù)導(dǎo)通模式DCM（discontinuous conduction mode）時(shí)主要工作波形如圖3所示。從圖3（a）可以看出，CCM下變換器有2種工作模態(tài)。模態(tài)1 的時(shí)間為DTS，模態(tài)2 的時(shí)間為(1-D)TS，其中TS為開(kāi)關(guān)周期，D是占空比，Vin和Vo是輸入和輸出電壓，VGS為功率開(kāi)關(guān)觸發(fā)脈沖幅值。

圖3 所提變換器的主要工作波形Fig.3 Main working waveforms of proposed converter

1）模態(tài)1

[t0～t1]：在t0時(shí)刻，功率開(kāi)關(guān)S1導(dǎo)通，二極管D1～D4關(guān)斷，D5導(dǎo)通，等效電路如圖4（a）所示。此時(shí)，電感電流線性上升，C1、C5、C6、CS放電，C2和C4充電，并且電容C7由C6充電。在模態(tài)1下，通過(guò)在圖4（a）所示電路上應(yīng)用基爾霍夫電壓定律KVL（Kirchhoff voltage law），可以推導(dǎo)出以下關(guān)系：

圖4 各模態(tài)等效電路Fig.4 Equivalent circuit in each mode

式中：VL1～VL4分別為電感L1～L4的電壓；VC2、VC3、VC4、VC5和VCS分別為電容C2、C3、C4、C5和CS的電壓。

2）模態(tài)2

[t1～t2]：在t1時(shí)刻，功率開(kāi)關(guān)S1斷開(kāi)，二極管D1～D4導(dǎo)通，D5關(guān)斷，等效電路如圖4（b）所示。此時(shí)，電感電流線性下降，C1、C5、C6、CS充電，而C2、C4、C7放電。在模態(tài)2 下，通過(guò)在圖4（b）所示電路上應(yīng)用KVL定律，可以推導(dǎo)出以下關(guān)系：

式中，VC1為電容C1的電壓。

此外，根據(jù)圖4 所示模態(tài)1 和2等效電路，可以通過(guò)KVL定律推導(dǎo)出以下關(guān)系：

式中，VC6和VC7分別為電容C6、C7的電壓。

1.2.2 斷續(xù)導(dǎo)通模式分析

當(dāng)變換器工作在DCM 時(shí)，會(huì)存在3 種工作模態(tài)，其中前兩個(gè)模態(tài)與CCM 下的工作模態(tài)1和2相同，DCM下第3個(gè)工作模態(tài)等效電路如圖5所示，此時(shí)，功率開(kāi)關(guān)S1維持關(guān)斷，電感電流線性下降至模態(tài)3，此時(shí)電感L1電流不再發(fā)生變化，電感L2～L4電流反向流動(dòng)，且大小不發(fā)生變化，電感兩端的電壓為零。因此二極管D4～D5電流為零，處于關(guān)斷狀態(tài)。C1、C2、C3、C4、C7處于放電狀態(tài)，C5處于充電狀態(tài)。變換器處于DCM下的主要波形如圖3（b）所示。

圖5 DCM 下模態(tài)3 的等效電路Fig.5 Equivalent circuit in Mode 3 of DCM

1.3 電壓增益分析

（1）CCM：通過(guò)在電感L1～L4上應(yīng)用伏秒平衡規(guī)則，聯(lián)立式（1）～（3）可得

由式（4）可以推導(dǎo)出所提變換器輸入電壓Vin和輸出電壓Vo的關(guān)系為

由此可得變換器的電壓增益MCCM為

（2）DCM：由各模態(tài)等效電路圖可得，電感L1～L4電流和二極管的平均電流(ID1-avg,ID2-avg,ID3-avg,ID4-avg)的總和有如下關(guān)系，因此

式中：iD1、iD2、iD3、iD4分別為二極管D1～D4的電流；IL1、IL2、IL3、IL4分別為電感L1～L4的平均電流；Io為輸出電流，且Io=VoR。

由圖4可得，定義二極管D1～D4平均電流之和為

式中：DZ為DCM下占空比；ID-peak為電感L1～L4的峰值電流之和，其計(jì)算公式為

式中：ILn-peak（n=1，2，3，4）為電感L1～L4電流峰值；Ln（n=1，2，3，4）為電感值。等效電感Leq的計(jì)算公式為

聯(lián)立式（7）～（9）可計(jì)算出DCM下的占空比DZ為

式中：K為比例系數(shù)；R為負(fù)載電阻；fS為開(kāi)關(guān)頻率（fS=1TS）。由式（11）可得

通過(guò)圖4 和圖5 并對(duì)4 個(gè)電感應(yīng)用伏秒平衡規(guī)則，可得到

求解式（13），可得DCM 下電壓增益MDCM表達(dá)式為

當(dāng)變換器工作在邊界導(dǎo)通模式BCM（boundary conduction mode）時(shí)，此時(shí)MCCM=MDCM，可得到歸一化的電感時(shí)間常數(shù)Kcritical為

當(dāng)K>Kcritical時(shí)，變換器工作在CCM，反之則處于DCM。圖6繪制了Kcritical與D的關(guān)系曲線。

圖6 所提變換器在CCM 和DCM 工作之間的邊界條件Fig.6 Boundary condition between CCM and DCM operations for proposed converter

1.4 電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力分析

由圖4所示CCM下各模態(tài)等效電路，可以推導(dǎo)出半導(dǎo)體器件的電壓應(yīng)力表達(dá)式為

式中：VS1為功率開(kāi)關(guān)S1的電壓；VD1、VD2、VD3、VD4和VD5分別為二極管D1～D5的電壓。

根據(jù)式（6）和式（16），可以將上述半導(dǎo)體器件的電壓應(yīng)力用歸一化形式表示為Vo和M的函數(shù)，即

假設(shè)變換器工作在無(wú)損耗狀態(tài)，即VinIin=VoIo，Iin為輸入電流。因此，電感電流IL1和IL2～I(xiàn)L4計(jì)算式分別為

與第1.3 節(jié)公式推導(dǎo)相似，通過(guò)在圖4 所示CCM 下等效電路上應(yīng)用基爾霍夫電流定律KCL（Kirchhoff current law），其功率開(kāi)關(guān)和二極管上的電流應(yīng)力可推導(dǎo)為

式中：iS1為功率開(kāi)關(guān)S1的平均電流；iD5為二極管D5的電流。

1.5 非理想狀態(tài)下的電壓增益

在實(shí)際工作過(guò)程中，變換器中的各器件會(huì)存在寄生參數(shù)，從對(duì)變換器的電壓增益產(chǎn)生影響。為了探究其考慮器件寄生參數(shù)時(shí)的電壓增益，建立了變換器的非理想模型，如圖7所示。

圖7 帶寄生參數(shù)的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.7 Topology of converter with parasitic parameters

在變換器的非理想模型中，電感器等效串聯(lián)電阻ESR 由電阻rL表示。功率開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通電阻由電阻ron表示。二極管導(dǎo)通電阻和正向電壓分別由電阻rD和電壓VFD表示。電容的ESR 由rC表示。在考慮了這些寄生參數(shù)后，所提出的變換器在其非理想模型中的電壓增益M′為

式中，ki（i=1，2，3，4，5）為比例系數(shù)。

圖8 繪制了所提變換器的理想和非理想狀態(tài)的電壓增益曲線對(duì)比，根據(jù)器件手冊(cè)，選取元件寄生參數(shù)值如下：Vin=40 V，rL=35 mΩ，rC=200 mΩ，rD=80 mΩ ，ron=25 mΩ ，VFD=1.3 V ，R= 800 Ω。結(jié)果表明，當(dāng)D在0～0.7區(qū)間時(shí)，M′≈10，變換器的非理想狀態(tài)的電壓增益接近理想狀態(tài)的增益，這表明所提出的變換器具有高升壓能力。

圖8 理想狀態(tài)與非理想狀態(tài)電壓增益曲線Fig.8 Voltage gain curves in ideal and non-ideal states

2 變換器性能對(duì)比

將所提變換器與其他非隔離升壓變換器進(jìn)行比較。表1總結(jié)了這些變換器的電壓增益、半導(dǎo)體器件上的歸一化電壓應(yīng)力（VSVo）和（VDVo）、器件數(shù)量和輸入電流紋波大小。圖9（a）顯示了表1 中變換器的M與占空比D的關(guān)系，而圖9（b）和（c）分別顯示了表1 中變換器的開(kāi)關(guān)管和二極管的最大歸一化電壓應(yīng)力。

表1 變換器性能總結(jié)Tab.1 Summary of performance of different converters

圖9 變換器性能比較Fig.9 Comparison of performance among converters

從圖9（a）可以看出，所提變換器電壓增益范圍更寬，且當(dāng)D<0.5時(shí)，除文獻(xiàn)[10，13]外，所提變換器電壓增益明顯高于另外4種變換器。但文獻(xiàn)[10，13]引入了額外的功率開(kāi)關(guān)，且輸入電流紋波較大。當(dāng)D>0.5時(shí)，所提變換器電壓增益最高。

圖9（b）表明，將半導(dǎo)體器件電壓應(yīng)力進(jìn)行歸一化處理后進(jìn)行對(duì)比，當(dāng)電壓增益處于較高水平時(shí)，所提變換器功率開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力明顯小于Boost變換器及文獻(xiàn)[10-13，15]中所提變換器的功率開(kāi)關(guān)所受電壓應(yīng)力。圖9（c）顯示，在全增益范圍內(nèi)，與其他6種變換器相比，所提變換器的二極管電壓應(yīng)力最小，且始終處于較低的水平。從上述對(duì)比中可以明顯看出，所提變換器集成了許多優(yōu)點(diǎn)：高電壓增益、寬電壓增益范圍、半導(dǎo)體器件上的低電壓應(yīng)力、低輸入電流紋波，并且使用單個(gè)功率開(kāi)關(guān)，這使其更適合應(yīng)用在光伏發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)中。

3 變換器衍生拓?fù)浞治?/h2>

3.1 衍生拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

由上述分析，可以根據(jù)所提變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)提取出一種外部升壓電路，如圖10所示。

圖10 所提變換器外部結(jié)構(gòu)Fig.10 External structure of the proposed converter

阻抗網(wǎng)絡(luò)與開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的外部升壓結(jié)構(gòu)，共同作用提升內(nèi)部電路增益，此外由于輸出電容采用多電容堆疊方式，降低了單個(gè)電容承受的電壓應(yīng)力。同時(shí)利用二極管和電容電壓的箝位作用降低了半導(dǎo)體器件的電壓應(yīng)力。內(nèi)層電路為傳統(tǒng)單開(kāi)關(guān)升壓變換器，其輸入源與電感直接連接，未在輸入端分接其他升壓結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了較低的輸入電流紋波。

表2 給出了以傳統(tǒng)單開(kāi)關(guān)升壓變換器為內(nèi)部電路而形成的一類新型升壓DC-DC 變換器的衍生拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分別為Boost 變換器、準(zhǔn)Z 源變換器、二次型變換器。同時(shí)列出了衍生拓?fù)涞闹饕阅苤笜?biāo)，經(jīng)仿真驗(yàn)證和理論分析，該類變換器均具有升壓能力強(qiáng)、半導(dǎo)體器件電壓應(yīng)力低的特點(diǎn)。同時(shí)，內(nèi)部電路為單開(kāi)關(guān)升壓變換器，控制簡(jiǎn)單，且輸入電流紋波較小。

表2 衍生拓?fù)湫阅芊治鯰ab.2 Performance analysis of derived topologies

3.2 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證上述分析的有效性，在PSIM 軟件中搭建了所提3個(gè)變換器的仿真模型，并對(duì)結(jié)果進(jìn)行了比較。所有變換器的輸入電壓和開(kāi)關(guān)頻率分別設(shè)置為40 V 和100 kHz。為了便于比較，調(diào)整輸出電壓為400 V，3個(gè)變換器各自的功率開(kāi)關(guān)和二極管的電壓應(yīng)力仿真結(jié)果如圖11所示。

圖11 衍生拓?fù)浞抡娼Y(jié)果對(duì)比Fig.11 Comparison of simulation result among derived topologies

4 元件關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

在開(kāi)關(guān)管VS1導(dǎo)通時(shí)，通過(guò)式（18）可以計(jì)算出4個(gè)電感的電流。假設(shè)已知最大紋波電流為ΔiL1～ΔiL4，則有

由此可以得到所需的最小電感的表達(dá)式為

式中，ΔiLi（i=1，2，3，4，5）可以根據(jù)變換器在實(shí)際應(yīng)用中的設(shè)計(jì)指標(biāo)選取。

類似地，通過(guò)確定電容的最大紋波電壓ΔVC1～ΔVC7及ΔVCS的大小，并由式（3）和（4）可得到所需的最小電容表達(dá)式為

式中，ΔVC通常取VC的5%[22]。通過(guò)確定變換器所需的最大電壓增益和最大輸出負(fù)載電流，可以根據(jù)式（17）計(jì)算出功率開(kāi)關(guān)和二極管的最大電壓應(yīng)力，同時(shí)根據(jù)式（19）計(jì)算出流經(jīng)功率開(kāi)關(guān)和二極管的峰值電流。由半導(dǎo)體器件的最大電壓應(yīng)力和峰值電流來(lái)確定功率開(kāi)關(guān)和二極管的具體型號(hào)。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

5.1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

為了驗(yàn)證所提出拓?fù)涞目尚行约捌淅碚摲治龅恼_性，搭建了1 個(gè)200 W/400 V 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。樣機(jī)設(shè)計(jì)指標(biāo)為：輸入電壓Vin=40 V ，輸出電壓Vo=400 V，占空比D=0.7，開(kāi)關(guān)頻率fS=100 kHz。另外由式（22）和（23）可計(jì)算得：L1≥270 μH，L2、L3、L4≥500 μH；C1≥1.15 μF，C2、C6≥0.384 μF，C3≥0.77 μF，C4≥1.384 μF，C5≥1.15 μF，C7≥0.12 μF，CS≥0.865 μF。因此，電感L1取330 μH、L2、L3、L4均取510 μH，電容C1、C3、C5、C7取20 μF，C2、C4、C6、CS取5 μF。表3 中給出了樣機(jī)的具體工作參數(shù)。實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果如圖12所示。

表3 樣機(jī)工作參數(shù)Tab.3 Operating parameters of prototype

圖12 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.12 Experimental results

輸出電壓Vo與輸入電壓Vin波形如圖12（a）所示，其中Vo實(shí)測(cè)值為399.3 V，Vin為40.3 V。根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果，實(shí)際電壓增益為M≈9.9，此時(shí)樣機(jī)效率為94.4%。結(jié)果表明該變換器具備高增益的特性。圖12（b）為電感L1～L4的電流波形，實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示，4個(gè)電感在1 個(gè)周期內(nèi)同時(shí)充放電，且均連續(xù)，其中IL1的平均值為4.7 A，IL2=IL3=IL4≈0.45 A。這與式（18）的理論分析一致。圖12（c）和（d）為功率開(kāi)關(guān)和二極管的電壓波形。半導(dǎo)體器件電壓應(yīng)力可以通過(guò)式（16）計(jì)算為133 V，這與圖12（c）和（d）中所示的結(jié)果基本一致。圖12（e）所示的輸出端電容C1、C3、C5、C7的實(shí)測(cè)電壓應(yīng)力分別為VC1=89.9 V，VC3=90.1 V，VC5=90.0 V，VC7=129.3 V，與式（13）的理論分析一致。

5.2 效率和功率損耗分析

本節(jié)分析了所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的效率和功率損耗特性。首先基于考慮器件寄生參數(shù)的電路仿真和理論計(jì)算得到了功率損耗的詳細(xì)分布。其次，結(jié)合理論計(jì)算和硬件實(shí)驗(yàn)繪制了樣機(jī)的效率曲線，分析了影響效率的因素。

圖13 為輸出功率200 W 時(shí)所提變換器的各部分損耗分布?？倱p耗為10.812 W，其中，開(kāi)關(guān)管損耗最大，占比為52.3%，其次是二極管損耗，占比26.6%，電感損耗占比19.2%。由圖13 可以看出電容損耗占比最小，為1.9%。

圖13 所提變換器功率損耗分布Fig.13 Power loss distribution of the proposed converter

根據(jù)理論計(jì)算和硬件實(shí)驗(yàn)，繪制了樣機(jī)工作在輸入40 V，輸出400 V，輸出功率從60 W 升至200 W 的效率曲線，如圖14（a）所示?？梢钥闯?，隨著輸出功率的增加，變換器效率呈現(xiàn)先增加后下降的趨勢(shì)，其最大效率為94.75%，滿載效率為93.80%。圖14（b）繪制了樣機(jī)工作在200 W，輸出電壓維持在400 V的情況下，輸入電壓從40 V增加到100 V 時(shí)，效率隨輸入電壓變化的曲線。從圖中可以看出，效率隨輸入電壓增大而增大，即增益越高效率越低。輸入為40 V 時(shí)效率最低為93.80%；輸入電壓為100 V 時(shí)效率最高為96.54%。當(dāng)輸入電壓較高時(shí)，變換器工作在較低的占空比下，導(dǎo)通損耗相應(yīng)有所下降，因此效率增加。

圖14 所提變換器效率曲線Fig.14 Efficiency curves of the proposed converter

圖15 為所提變換器與文獻(xiàn)[15-16]效率對(duì)比。由圖可知，相較于文獻(xiàn)[15-16]所提的2 種改進(jìn)型SEPIC 變換器相比，本文所提變換器具有更高的效率。因?yàn)閷?duì)于相同的電壓增益，文獻(xiàn)[15]中的變換器需要在更高的占空比下工作，因此增加了導(dǎo)通損耗。而文獻(xiàn)[16]由于采用了2 個(gè)開(kāi)關(guān)管，其開(kāi)關(guān)管損耗有所增大，進(jìn)而影響了效率。

圖15 所提變換器與文獻(xiàn)[15-16]效率曲線對(duì)比Fig.15 Comparison of efficiency curve between the proposed converter and those in Refs[15-16]

6 結(jié) 論

經(jīng)過(guò)對(duì)現(xiàn)有高增益變換器電壓增益低、半導(dǎo)體器件應(yīng)力較高等問(wèn)題的分析，文中提出了一種基于SEPIC的高升壓DC-DC變換器，并對(duì)其穩(wěn)態(tài)特性和原理進(jìn)行了研究。在此基礎(chǔ)上，進(jìn)一步探究了基于所提變換器外部升壓網(wǎng)絡(luò)的衍生拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其主要性能指標(biāo)。最終，通過(guò)1 臺(tái)400 V/200 W 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)對(duì)所提變換器進(jìn)行了可行性驗(yàn)證。研究表明，所提拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有如下特點(diǎn)：

（1）其外部阻抗網(wǎng)絡(luò)和開(kāi)關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)的組合可以有效提升內(nèi)部變換器電壓增益至（2+2D）倍；

（2）整體半導(dǎo)體器件的電壓應(yīng)力遠(yuǎn)低于輸出電壓值的一半，有利于降低器件損耗和提升效率；

（3）僅使用單個(gè)開(kāi)關(guān)，控制簡(jiǎn)單方便，易于設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路；

（4）基于可嵌套的外部升壓結(jié)構(gòu)，可根據(jù)實(shí)際應(yīng)用需求進(jìn)行內(nèi)部變換器的選擇，具有很高的靈活性和實(shí)用價(jià)值；

（5）所提變換器在器件數(shù)量上增加，對(duì)變換器整體效率和成本有一定影響，由功率損耗分析，電容損耗占比較小，因此電容數(shù)量增加未對(duì)變換器效率造成明顯影響。

本文所提變換器開(kāi)關(guān)器件電壓應(yīng)力較低，可以選用低導(dǎo)通電阻和更快開(kāi)關(guān)速度的開(kāi)關(guān)器件，在一定程度上可以減少損耗。除此以外，由于較低的電壓應(yīng)力，在變換器設(shè)計(jì)過(guò)程中可以選擇低耐壓、低成本的器件。綜上所述，本文所提變換器具有較好的應(yīng)用前景。

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