基于半波交替的輕型化MMC 拓?fù)浼翱刂撇呗?/h1>
2023-09-18 07:38:16高玉華孫玉巍
電力系統(tǒng)自動(dòng)化 2023年17期
高玉華，王 琛，王 毅，張 振，許 同，孫玉巍
（河北省分布式儲(chǔ)能與微網(wǎng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華北電力大學(xué)），河北省 保定市 071003）
0 引言
憑借輸出電壓質(zhì)量高及易于拓展等優(yōu)勢，模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）已成為目前柔性直流輸電技術(shù)的通用換流器方案，且已應(yīng)用于張北±500 kV 四端直流電網(wǎng)、昆柳龍±800 kV 三端混合直流輸電等多個(gè)直流工程［1-2］。受電力電子器件通流能力和耐壓強(qiáng)度難以大幅提高的限制，MMC 只能通過增加級(jí)聯(lián)子模塊數(shù)量來適應(yīng)高電壓、大功率應(yīng)用場景。然而，即使采用半橋子模塊（half-bridge submodule，HBSM），MMC 需要的開關(guān)器件數(shù)量也約為兩電平換流器的2 倍，且大量分散的儲(chǔ)能電容導(dǎo)致?lián)Q流器的體積和重量顯著增加，造成換流站具有體積大、重量重和造價(jià)高等弊端［3］，限制了其向遠(yuǎn)海風(fēng)電經(jīng)柔性直流送出、土地資源受限城市電網(wǎng)互聯(lián)等對(duì)重量、體積要求嚴(yán)苛領(lǐng)域的進(jìn)一步拓展。
子模塊電容是MMC 交直流功率變換的媒介，需要足夠大才能滿足高儲(chǔ)能需求并抑制電壓波動(dòng)在合理范圍，其體積和重量在子模塊的占比超過50%［4-5］。因此，降低容值或減少電容使用量成為MMC 輕型化研究的主要切入點(diǎn)。受限于功率變換的高儲(chǔ)能需求，利用三次諧波電壓注入、過調(diào)制等控制策略減小電容電壓紋波，雖可降低對(duì)容值大小的要求［6-8］，但輕型化程度有限。
與降容控制策略相比，通過改進(jìn)拓?fù)錅p少電容使用量是實(shí)現(xiàn)MMC 輕型化更為有效的方式。結(jié)合兩電平換流器和MMC 的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，文獻(xiàn)［9-14］提出了多種混合型多電平換流器，該類拓?fù)渲饕瑑刹糠郑河呻娏﹄娮娱_關(guān)器件串聯(lián)構(gòu)成的導(dǎo)通開關(guān)和由子模塊級(jí)聯(lián)構(gòu)成的整形電路。其中，通過將整形電路引入兩電平換流器的交流側(cè)或直流側(cè)，文獻(xiàn)［9-10］和文獻(xiàn)［11］分別提出了一種混合級(jí)聯(lián)多電平換流器，可顯著降低子模塊數(shù)量，但存在導(dǎo)通開關(guān)承受電壓高及動(dòng)態(tài)均壓問題。通過將導(dǎo)通開關(guān)和整形電路串聯(lián)構(gòu)成橋臂，文獻(xiàn)［12］提出了一種橋臂交替多電平換流器（alternate arm multilevel converter，AAMC），可利用導(dǎo)通開關(guān)控制上、下橋臂工頻交替導(dǎo)通，以降低子模塊數(shù)量需求，但僅能穩(wěn)定工作于特定的電壓調(diào)制比。對(duì)此，文獻(xiàn)［13-14］進(jìn)一步對(duì)橋臂導(dǎo)通交疊角、移相角等進(jìn)行了研究，改善了AAMC調(diào)壓范圍窄的問題。另外，文獻(xiàn)［15］提出了一種橋臂復(fù)用型MMC（arm multiplexing MMC，AMMMC）拓?fù)?，通過在交流側(cè)引入橋臂切換開關(guān)對(duì)復(fù)用橋臂進(jìn)行時(shí)分復(fù)用，提高了子模塊利用率，實(shí)現(xiàn)了MMC 輕型化。
為了進(jìn)一步減少子模塊以降低電容使用量，本文結(jié)合橋臂交替導(dǎo)通思想和橋臂時(shí)分復(fù)用思想，提出了一種半波交替型模塊化多電平換流器（halfwave alternating MMC，HA-MMC），包括該換流器的一般拓?fù)湫问?、所含子模塊數(shù)最少的簡化拓?fù)湫问?，以及采用移相切換（phase shift switching，PSS）策略且具有寬運(yùn)行范圍的半橋型拓?fù)湫问?。通過導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)的相互配合，所提HA-MMC 可實(shí)現(xiàn)對(duì)復(fù)用橋臂整形電路的交替時(shí)分復(fù)用，大幅減少了所需子模塊數(shù)量，顯著提升了MMC 的輕型化程度。
本文首先提出HA-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并對(duì)其運(yùn)行模式、能量平衡條件和調(diào)制原理等進(jìn)行闡述；其次，采用移相切換策略以拓寬HA-MMC 的運(yùn)行范圍，提出半橋型HA-MMC 拓?fù)?；接著，從器件和損耗兩方面分析HA-MMC 的經(jīng)濟(jì)性，并與典型模塊化多電平拓?fù)溥M(jìn)行對(duì)比；最后，搭建MATLAB/Simulink 仿真模型對(duì)所提HA-MMC 拓?fù)涞目尚行约捌淇刂撇呗缘挠行赃M(jìn)行驗(yàn)證。
1 HA-MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
通過引入導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)，HA-MMC 拓?fù)淇蓪?shí)現(xiàn)對(duì)MMC 的輕型化改造。圖1（a）給出了所提HA-MMC 的一般拓?fù)湫问剑肯鄦卧烧坞娐?、?dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)構(gòu)成，并將橋臂劃分為上、下及復(fù)用3 個(gè)橋臂，其中，上、下橋臂由整形電路和導(dǎo)通開關(guān)串聯(lián)構(gòu)成，復(fù)用橋臂則只包含整形電路。導(dǎo)通開關(guān)仍由多個(gè)含反并聯(lián)二極管的絕緣柵雙極型晶體管（insulated-gate bipolar transistor，IGBT）串聯(lián)構(gòu)成，用以控制上、下橋臂的通斷。圖中：usa為換流器所連接交流電網(wǎng)a 相電壓；ua為a 相輸出電壓；Udc為直流母線電壓；SM 表示子模塊。
圖1 三相HA-MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of a three-phase HA-MMC
從交流輸出電壓形成機(jī)理來看，HA-MMC 與AAMC 更為相似。在不施加改進(jìn)控制策略時(shí)，HAMMC 只能穩(wěn)定工作于過調(diào)制狀態(tài)，子模塊需要采用具備雙極性電壓輸出能力的全橋子模塊（fullbridge submodule，F(xiàn)BSM），導(dǎo)致切換開關(guān)在關(guān)斷時(shí)承受雙向電壓。因此，本文設(shè)計(jì)了由多個(gè)雙向開關(guān)串聯(lián)構(gòu)成的切換開關(guān)。所采用的雙向開關(guān)由IGBT和二極管整流橋構(gòu)成，可主動(dòng)通斷雙向電流，并在關(guān)斷時(shí)承受雙向電壓。
設(shè)上橋臂、下橋臂及復(fù)用橋臂所含子模塊數(shù)分別為A、D和M，它們之間滿足：
式中：N為MMC 每橋臂包含的子模塊數(shù)。
由式（1）可知，與每相單元分別包含N和1.5N個(gè)子模塊的AAMC、AM-MMC 相比，HA-MMC 包含的子模塊數(shù)減少，介于0.5N與N之間。令A(yù)=D=0、M=0.5N，可得到HA-MMC 所含子模塊數(shù)最少的簡化拓?fù)湫问?，如圖1（b）所示。此時(shí)，整形電路全部移至復(fù)用橋臂，上、下橋臂僅由導(dǎo)通開關(guān)構(gòu)成，但為保證耐壓，導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)需要的開關(guān)器件數(shù)量會(huì)有所增加。
與MMC 相比，HA-MMC 可將每相單元子模塊數(shù)由2N降至0.5N，電容數(shù)減少75%，從而顯著地實(shí)現(xiàn)輕型化目標(biāo)。下文將重點(diǎn)分析圖1（b）所示的簡化拓?fù)湫问剑M(jìn)一步對(duì)HA-MMC 的工作原理、調(diào)控方法等進(jìn)行闡述。
2 HA-MMC 的運(yùn)行機(jī)理
2.1 運(yùn)行模式
對(duì)于HA-MMC，通過上、下橋臂導(dǎo)通開關(guān)和交流側(cè)切換開關(guān)的相互配合，三相單元每半波周期（電網(wǎng)工頻的2 倍頻周期）進(jìn)行相單元運(yùn)行模式切換，以實(shí)現(xiàn)整形電路的交替復(fù)用，最終完成換流器交直流功率變換。以a 相為例，圖2 給出了HA-MMC 相單元的2 種運(yùn)行模式。當(dāng)a 相電壓參考波大于零時(shí)，Da1、Qa2開通，Da2、Qa1關(guān)斷，a 相單元運(yùn)行于上橋臂導(dǎo)通復(fù)用模式；當(dāng)a 相電壓參考波小于零時(shí)，Da1、Qa2關(guān)斷，Da2、Qa1開通，a 相單元運(yùn)行于下橋臂導(dǎo)通復(fù)用模式。因此，Da1和Qa2的通斷信號(hào)一致，Da2和Qa1的通斷信號(hào)一致，2 組開關(guān)交替互補(bǔ)通斷，且通斷頻率僅為工頻，故對(duì)串聯(lián)器件的開關(guān)一致性和靜態(tài)、動(dòng)態(tài)均壓性能的要求有所降低，制造難度也降低。
圖2 HA-MMC 相單元運(yùn)行模式Fig.2 Operation modes of HA-MMC phase unit
定義Sa為a 相單元的運(yùn)行模式開關(guān)函數(shù)，其表達(dá)式為：
通過控制子模塊的投切，復(fù)用橋臂可等效為電壓源。圖3 給出了a 相單元等效電路，其中復(fù)用橋臂電壓uam和電流iam可分別表示為：
圖3 HA-MMC 相單元等效電路Fig.3 Equivalent circuit of HA-MMC phase unit
式中：ia為a 相輸出電流。
此外，導(dǎo)通開關(guān)兩端電壓uDa1、uDa2和切換開關(guān)兩端電壓uQa1、uQa2可分別表示為：
2.2 能量平衡條件
子模塊電容是交直流功率變換的媒介，其能量均衡是MMC、AAMC 等模塊化多電平類柔性直流換流器穩(wěn)定工作的基礎(chǔ)。對(duì)于HA-MMC，子模塊集中在復(fù)用橋臂。因此，復(fù)用橋臂在一個(gè)周期內(nèi)吸收與釋放的能量應(yīng)相等。
假設(shè)交流側(cè)輸出電壓和電流不含任何諧波，定義a 相電壓和電流的表達(dá)式為：
式中：Um、Im分別為相電壓和電流幅值；ω為角頻率；φ為功率因數(shù)角。
將式（6）代入式（3），可得uam和iam在一個(gè)周期內(nèi)的表達(dá)式為：
式中：m=Um/（Udc/2）為電壓調(diào)制比。
不考慮功率因數(shù)cosφ恒為0 的情況，由式（8）可知，HA-MMC 需要工作于過調(diào)制狀態(tài)，且調(diào)制比為4/π，這與AAMC 一致。
根據(jù)式（4）—式（6）及m=4/π，a 相單元導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)的耐壓情況如附錄A 圖A1 所示。導(dǎo)通開關(guān)最大承受電壓為（1+4/π）Udc/2。因此，需要（1/2+2/π）N個(gè)耐壓為Ucn的IGBT 單元串聯(lián)構(gòu)成，其中，Ucn=Udc/N為子模塊電容電壓額定值。切換開關(guān)承受雙向電壓，且正、負(fù)向電壓最大值分別為Udc/2、（4/π-1）Udc/2。因此，需要串聯(lián)N/2 個(gè)耐壓為Ucn的IGBT 單元來承受正向電壓，串聯(lián)（2/π-1/2）N個(gè)耐壓為Ucn的IGBT 單元來承受負(fù)向電壓。為確保安全和經(jīng)濟(jì)性，本文采用N/2 個(gè)耐壓為Ucn的雙向開關(guān)串聯(lián)構(gòu)成切換開關(guān)，如圖1 所示，該切換開關(guān)的正、負(fù)向最大耐壓能力均為Udc/2。
2.3 調(diào)制原理
將m=4/π 代入式（7），可得HA-MMC 的a 相單元復(fù)用橋臂參考電壓，如圖4 所示。2 種運(yùn)行模式在相電壓參考波過零點(diǎn)進(jìn)行切換最大值為Udc/2，因此，需要N/2 個(gè)電容電壓額定值為Ucn的子模塊級(jí)聯(lián)構(gòu)成復(fù)用橋臂。以N=6 為例，圖4 給出了最近電平逼近調(diào)制（NLM）應(yīng)用于HA-MMC 的調(diào)制原理。由圖4 可知，復(fù)用橋臂根據(jù)參考波輸出階梯波uam，進(jìn)而形成逼近相電壓參考波的等效階梯波ua。由于相單元工作在過調(diào)制狀態(tài)，復(fù)用橋臂需要輸出負(fù)電壓以支撐相電壓的過調(diào)制輸出，導(dǎo)致相電壓的電平數(shù)大于N+1。在本例中，uam、ua的電平數(shù)分別為5 和9。
圖4 NLM 應(yīng)用于HA-MMC 的調(diào)制原理Fig.4 Modulation principle of NLM for HA-MMC
為了盡量減小子模塊電容電壓偏差，本文設(shè)置子模塊的狀態(tài)為正投入、負(fù)投入和旁路，處于相應(yīng)狀態(tài)的子模塊數(shù)分別為Nam+、Nam-和Nam0。在NLM下，復(fù)用橋臂的輸出電平Nam與Nam+、Nam-和Nam0之間的關(guān)系可表示為［16］：
式中：round（·）和mod（·）分別為取整函數(shù)和求余函數(shù)。
為了降低開關(guān)損耗，子模塊的狀態(tài)僅在輸出電平變化時(shí)改變，具體狀態(tài)由電流方向和排序結(jié)果確定。以圖3 所示電流方向?yàn)檎较颍?dāng)復(fù)用橋臂電流為正時(shí)，正投入升序序列前Nam+個(gè)子模塊以使其充電，負(fù)投入升序序列后Nam-個(gè)子模塊以使其放電；當(dāng)復(fù)用橋臂電流為負(fù)時(shí)，負(fù)投入升序序列前Nam-個(gè)子模塊以使其充電，正投入升序序列后Nam+個(gè)子模塊以使其放電。
3 HA-MMC 的寬范圍調(diào)壓控制方法
受限于能量平衡條件，HA-MMC 的電壓調(diào)制比只能為4/π，需要采用FBSM 以滿足過調(diào)制要求。閥側(cè)電壓雖可通過變壓器變比進(jìn)行調(diào)節(jié)，但在實(shí)際中很難調(diào)節(jié)至理想值，且FBSM 的器件成本和運(yùn)行損耗較大。為此，本文采用移相切換策略來拓寬HA-MMC 的調(diào)壓范圍，并提出了基于HBSM 的HA-MMC 拓?fù)?，這里稱之為半橋型HA-MMC。
3.1 移相切換策略
由2.1 節(jié)可知，HA-MMC 的相單元在相電壓參考波過零點(diǎn)切換運(yùn)行模式。通過引入移相角θ，移相切換策略使相單元的運(yùn)行模式切換點(diǎn)滯后于參考波過零點(diǎn)θ角度。以a 相為例，圖5 給出了移相切換的基本原理，其中，Sa在一個(gè)周期內(nèi)的表達(dá)式為：
通過應(yīng)用人機(jī)工程原理，城南污水廠工程安全防范控制措施更加注重人性化，提高了施工作業(yè)人員的安全和舒適感，施工安全和進(jìn)度等都得到了有效保障。
圖5 移相切換策略原理Fig.5 Principle of phase shift switching strategy
將式（6）和式（10）代入式（3），可得：
根據(jù)式（11），可得復(fù)用橋臂在一個(gè)周期內(nèi)積累的能量為：
令ΔEam=0，可得m、θ和φ之間的關(guān)系為：
移相角θ作為新的控制自由度，可使復(fù)用橋臂在不同功率因數(shù)角φ和電壓調(diào)制比m下實(shí)現(xiàn)能量平衡。由于φ∈［-π，π］，為使θ始終存在實(shí)數(shù)解，根據(jù)式（13）可知m的取值范圍為［0，4/π］。在同一工況下，存在2 個(gè)能夠滿足能量平衡要求的移相角，即
當(dāng)|θ|大于π/2 時(shí)，復(fù)用橋臂電壓的最大值uam，max僅與m有關(guān)，且最大可達(dá)（1+4/π）Udc/2。uam，max越大，復(fù)用橋臂所需子模塊數(shù)量越多。為了盡量降低因采用移相切換而增加的器件成本，本文只考慮式（14）所給移相角中絕對(duì)值較小的移相角，即
由式（15）可知，θ是關(guān)于φ以π 為周期的函數(shù)。以φ∈［0，π］為例，θ隨φ和m的變化情況見附錄A 圖A2。當(dāng)m保持不變時(shí)，θ隨φ在［0，π］上單調(diào)遞增；當(dāng)φ∈［0，π/2］時(shí)，θ隨m在［0，4/π］上單調(diào)遞增；當(dāng)φ∈（π/2，π］時(shí)，θ隨m在［0，4/π］上單調(diào)遞減。θ在m=0、φ=0 時(shí)取得最小值-π/2，在m=0、φ=π時(shí)取得最大值π/2，總體取值范圍為［-π/2，π/2］。
根據(jù)式（11）及θ∈［-π/2，π/2］，可得復(fù)用橋臂電壓最大值uam，max的表達(dá)式為：
由式（15）、式（16）可得uam，max隨φ和m的變化情況，如圖6 所示。當(dāng)m=0.9、φ=0 或π 時(shí)，uam，max取得最大值0.82Udc。因此，復(fù)用橋臂需要0.82N個(gè)電容電壓額定值為Ucn的子模塊級(jí)聯(lián)構(gòu)成。
圖6 復(fù)用橋臂最大電壓隨功率因數(shù)角和調(diào)制比的變化Fig.6 Variation of the maximal multiplexed arm voltage with power factor angle and modulation ratio
采用移相切換策略后，HA-MMC 的調(diào)制比取值由4/π 變?yōu)椋?，4/π］，極大地拓寬了閥側(cè)電壓或直流電壓的調(diào)節(jié)范圍。然而，與調(diào)制比固定為4/π 的HA-MMC 相比，采用移相切換策略的HA-MMC 每相單元需配置0.82N個(gè)子模塊，電容數(shù)增加了0.32N，輕型化程度有所降低。
3.2 半橋型HA-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
與HBSM 相比，F(xiàn)BSM 的開關(guān)器件數(shù)量增加一倍，器件成本和運(yùn)行損耗顯著提高。采用移相切換策略后，HA-MMC 不必工作于過調(diào)制狀態(tài)，因此可不使用FBSM。將調(diào)制比m的范圍限定至［0，1］，本文提出了一種基于HBSM 的半橋型HA-MMC，如圖7 所示。由3.1 節(jié)可知，若要滿足運(yùn)行條件m∈［0，1］、φ∈［-π，π］，半橋型HA-MMC 的復(fù)用橋臂需要配置0.82N個(gè)HBSM。由于復(fù)用橋臂不再輸出負(fù)壓，切換開關(guān)具備單向承壓能力即可。
圖7 三相半橋型HA-MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.7 Topology of three-phase HA-MMC with HBSMs
在移相切換策略的控制下，以θ∈［0，π/2］為例，半橋型HA-MMC 的a 相單元相關(guān)電壓參考波形見附錄A 圖A3。切換開關(guān)只承受正向電壓，其最大承壓與復(fù)用橋臂電壓的最大值相同，均為(1+msinθ)Udc/2，根據(jù)3.1 節(jié)可知該值最大為0.82Udc。因此，切換開關(guān)需要0.82N個(gè)耐壓為Ucn的IGBT單元串聯(lián)構(gòu)成。導(dǎo)通開關(guān)的最大承受電壓為（1+m）Udc/2，該值在m=1 時(shí)取得最大值Udc，因此，導(dǎo)通開關(guān)需要N個(gè)耐壓為Ucn的IGBT 單元串聯(lián)構(gòu)成。
半橋型HA-MMC 的復(fù)用橋臂電壓恒為正值，且復(fù)用橋臂電流在2 種運(yùn)行模式下均有正有負(fù)。半橋型HA-MMC 在采用NLM 時(shí)，可直接套用MMC的電容電壓均衡方法，即根據(jù)橋臂電流極性和電容電壓排序結(jié)果確定子模塊的投切狀態(tài)。在同一系統(tǒng)參數(shù)下，半橋型HA-MMC 與MMC 輸出的交流電壓電平數(shù)相同且最大為N+1。
4 經(jīng)濟(jì)性分析
4.1 器件成本
在各種多電平拓?fù)渌捎玫拈_關(guān)器件耐壓、子模塊電容額定電壓相同的前提下，表1 給出了同一直流側(cè)電壓下，本文所提HA-MMC 拓?fù)渑cMMC、AM-MMC 以及AAMC 拓?fù)涞男阅軐?duì)比?；谑欠窬邆渲绷鞴收洗┰侥芰?，表1 列舉了所對(duì)比多種MMC 方案的2 種形式，即不具備直流故障穿越能力，但器件用量少、成本低的經(jīng)濟(jì)型拓?fù)洌瑸棰耦悡Q流器；而Ⅱ類換流器則對(duì)應(yīng)為該拓?fù)渚邆渲绷鞴收洗┰侥芰Φ男问健?/p>
表1 HA-MMC 與典型多電平拓?fù)湫阅軐?duì)比Table 1 Performance comparison of HA-MMC and typical multilevel topologies
對(duì)于具備較少功率器件的經(jīng)濟(jì)型Ⅰ類換流器，MMC、AM-MMC 和半橋型HA-MMC 的子模塊采用HBSM；AAMC 和HA-MMC 由于其運(yùn)行特性，子模塊采用FBSM。由表1 可知，HA-MMC 和半橋型HA-MMC 的電容數(shù)量最少，在節(jié)約電容投資的同時(shí)有效降低了換流器的體積和重量。然而，導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)的引入使得2 種HA-MMC 的開關(guān)器件數(shù)量增加。與MMC 相比，HA-MMC 和半橋型HA-MMC 可分別減少75%和59%的電容使用量，但也增加了32%的IGBT 使用量。在子模塊中，電容體積和重量可達(dá)50%以上［4-5］，所提2 種新型拓?fù)淇娠@著提升換流閥輕量化程度。
此外，與AAMC 類似，HA-MMC 和半橋型HAMMC 交替運(yùn)行于上、下橋臂導(dǎo)通復(fù)用模式，不存在相間環(huán)流，故無須如常規(guī)MMC 以及AM-MMC 在換流器內(nèi)部配置橋臂電感（6 個(gè)）；由于各相單元的上、下橋臂以工頻交替導(dǎo)通，直流側(cè)電流含有顯著的6 倍頻諧波成分，AAMC 以及2 種HA-MMC 需要在直流出口串聯(lián)濾波電感，并加裝并聯(lián)電容器以起到濾波作用和電壓支撐作用。受限于橋臂能量均衡條件，HA-MMC 以及AAMC 拓?fù)鋬H能在電壓調(diào)制比為4/π 的單工作點(diǎn)穩(wěn)定運(yùn)行；通過采用移項(xiàng)切換策略，所提半橋型HA-MMC 拓?fù)淇蓪⒕€性調(diào)制比拓寬至m=［0，1］，這與半橋型MMC 以及AM-MMC拓?fù)溥\(yùn)行范圍一致。
對(duì)于具備直流故障穿越能力的Ⅱ類換流器，半橋-全橋混合型MMC［17-18］的FBSM 裝配比例為50%，HAM-MMC 采用FHF 型［19］，這2 種換流器的直流電壓可調(diào)范圍均為［0，Udc］；而對(duì)于原本即采用FBSM 的AAMC 和HA-MMC，每相需分別增加0.27N和0.14N的子模塊數(shù)量來提供足夠的反電動(dòng)勢以可靠阻斷交流饋流通路，其直流電壓可調(diào)范圍亦為［0，Udc］。另外，所提HA-MMC 拓?fù)溥€可通過切換開關(guān)中反向串聯(lián)二極管本身的反向截止特性阻斷故障電流通路，此時(shí)僅需增加切換開關(guān)中級(jí)聯(lián)的雙向開關(guān)數(shù)量至0.64N便可實(shí)現(xiàn)直流故障電流阻斷，然而受限于復(fù)用橋臂中子模塊數(shù)量，其直流調(diào)壓范圍為［0.27Udc，Udc］。由表1 可知，HA-MMC 的2 種具備直流故障阻斷能力的拓?fù)湫问剿捎米幽K電容數(shù)量最少，且其IGBT 使用量多的劣勢降低，在有效降低換流器的體積和重量的同時(shí)，為實(shí)現(xiàn)直流故障穿越而帶來的附加投資也可大大降低。
4.2 運(yùn)行損耗
運(yùn)行損耗是評(píng)估換流器經(jīng)濟(jì)性和運(yùn)行效率的重要指標(biāo)。對(duì)于柔性直流換流器，運(yùn)行損耗主要為IGBT 和二極管的通態(tài)損耗與開關(guān)損耗，詳細(xì)計(jì)算方法可參考文獻(xiàn)［20-21］。 基于MATLAB/Simulink 仿真平臺(tái)，本文分別搭建了MMC、AMMMC、AAMC 和所提HA-MMC 的運(yùn)行損耗仿真計(jì)算模型，調(diào)制策略均采用NLM，并設(shè)定直流母線電壓為20 kV、換流器容量為1.5 MV·A、功率因數(shù)為0.95。其中，基于FBSM 的AAMC 和HA-MMC 工作于調(diào)制比為4/π 的過調(diào)制狀態(tài)，并采用2.3 節(jié)所述子模塊電容電壓均衡方法；基于HBSM 的MMC、AM-MMC 和半橋型HA-MMC 的調(diào)制比為0.9，采用傳統(tǒng)的電容電壓均衡方法。所得各換流器的運(yùn)行損耗如表2 所示。
表2 HA-MMC 與典型模塊化多電平拓?fù)溥\(yùn)行損耗Table 2 Operation loss of HA-MMC and typical modular multilevel topologies
對(duì)于本文所提出的HA-MMC 和半橋型HAMMC 拓?fù)?，開關(guān)電路的引入將會(huì)導(dǎo)致額外的運(yùn)行損耗。由于通斷頻率僅為50 Hz，導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)的開關(guān)損耗約為其產(chǎn)生的通態(tài)損耗的1%，占比較小。與AAMC 相比，HA-MMC 的子模塊數(shù)量減少一半，但子模塊被全周期利用，其運(yùn)行損耗并未降低；由于引入切換開關(guān)且導(dǎo)通開關(guān)的器件數(shù)量增加，HA-MMC 開關(guān)的運(yùn)行損耗增加。在相同直流電壓和傳輸功率下，調(diào)制比越大，交流電壓越大、交流電流越小，但由于采用不同的電容電壓均衡方法且HA-MMC 使用FBSM，調(diào)制比較小且子模塊數(shù)較多的半橋型HA-MMC 仍然獲得了較小的子模塊運(yùn)行損耗，其總體運(yùn)行損耗與AAMC 相近。與MMC 相比，半橋型HA-MMC 的子模塊數(shù)量降低且具有較小的子模塊運(yùn)行損耗，但導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)的通態(tài)損耗使得其總體運(yùn)行損耗有所增加。
本文所提HA-MMC 拓?fù)淇娠@著實(shí)現(xiàn)輕型化目標(biāo)，并且具備建造成本優(yōu)勢，雖然運(yùn)行損耗大于常規(guī)MMC，但仍具有較高的運(yùn)行效率，對(duì)于遠(yuǎn)海風(fēng)電經(jīng)柔性直流送出等輕型化要求嚴(yán)格的應(yīng)用場合具有良好的推廣前景。此外，針對(duì)子模塊故障和開關(guān)故障問題，HA-MMC 仍可通過冗余設(shè)計(jì)保證自身的運(yùn)行可靠性。
5 仿真驗(yàn)證
為了驗(yàn)證所提HA-MMC 拓?fù)涞目尚行约捌淇刂撇呗缘挠行?，本文利用MATLAB/Simulink 分別搭建了調(diào)制比為4/π 的HA-MMC 仿真模型和采用移相切換策略的半橋型HA-MMC 仿真模型，并搭建AAMC 和MMC 仿真模型作為對(duì)比。所有換流器均采用NLM，其中基于FBSM 的HA-MMC 和AAMC 采用2.3 節(jié)所述電容電壓均衡方法，基于HBSM 的半橋型HA-MMC 和MMC 采用傳統(tǒng)電容電壓均衡方法。MMC 每橋臂包含N=20 個(gè)子模塊，具體仿真參數(shù)見表3。
表3 仿真系統(tǒng)參數(shù)和配置Table 3 Parameters and configuration of simulation system
5.1 調(diào)制比為4/π 的HA-MMC
在不施加改進(jìn)控制策略時(shí)，受限于能量平衡條件，HA-MMC 只能工作于調(diào)制比為4/π 的過調(diào)制狀態(tài)，并采用FBSM 以滿足過調(diào)制要求。圖8 給出了HA-MMC 和AAMC 的仿真對(duì)比結(jié)果。
圖8 HA-MMC 與AAMC 運(yùn)行特性對(duì)比Fig.8 Comparison of operation characteristic between HA-MMC and AAMC
在NLM 下，HA-MMC 輸出了27 電平相電壓階梯波，交流輸出電壓和電流的總諧波畸變率（THD）與AAMC 相近。HA-MMC 每相上、下橋臂以工頻交替導(dǎo)通，直流側(cè)電流呈現(xiàn)六脈動(dòng)特性，需要裝設(shè)直流濾波器進(jìn)行濾波，這與AAMC 一致。AAMC 的上橋臂子模塊僅在上橋臂導(dǎo)通時(shí)參與形成相電壓階梯波，在下橋臂導(dǎo)通時(shí)被切除；通過切換開關(guān)和導(dǎo)通開關(guān)的配合，HA-MMC 的復(fù)用橋臂子模塊始終參與形成相電壓階梯波，其電容電壓在額定值1 kV 附近呈現(xiàn)2 倍頻波動(dòng)特性，且波動(dòng)幅度小于5%。由于采用了相同的電容電壓均衡方法，HA-MMC 子模塊電容電壓的波動(dòng)過程與AAMC 相似。由圖8 可知，在節(jié)省一半子模塊的前提下，HA-MMC 具有與AAMC 近乎一致的外部輸出特性。
5.2 采用移相切換策略的半橋型HA-MMC
采用移相切換策略后，HA-MMC 的調(diào)制比范圍被拓寬至［0，4/π］，進(jìn)一步限定調(diào)制比范圍至[0，1]，HA-MMC 不再工作于過調(diào)制狀態(tài)，進(jìn)而衍生出半橋型HA-MMC。圖9 給出了半橋型HA-MMC和基于HBSM 的MMC 的仿真對(duì)比結(jié)果，這里調(diào)制比設(shè)定為0.9。
圖9 半橋型HA-MMC 與MMC 運(yùn)行特性對(duì)比Fig.9 Comparison of operation characteristic between HA-MMC with HBSMs and MMC
在NLM 下，半橋型HA-MMC 輸出了19 電平相電壓階梯波，THD 與MMC 相近。表4 給出了恒定功率因數(shù)（cosφ=0.95）、不同調(diào)制比下半橋型HA-MMC 和MMC 的輸出相電壓情況，進(jìn)一步驗(yàn)證了半橋型HA-MMC 采用移相切換策略后的寬范圍調(diào)壓能力。
表4 不同電壓調(diào)制比下半橋型HA-MMC 與MMC 的輸出相電壓對(duì)比Table 4 Comparison of output phase voltage between HA-MMC with HBSMs and MMC when voltage modulation ratios are different
由圖9 可知，在相同容值和電容電壓均衡方法下，半橋型HA-MMC 具有較低的子模塊電容電壓紋波，其電容電壓峰-峰值為42.8 V，明顯小于MMC的61.9 V。因此，在子模塊使用量減少59%的前提下，采用移相切換策略的半橋型HA-MMC 可具備與MMC 相近的交流電壓輸出能力，且對(duì)子模塊容值大小的要求更低。
本文所建仿真模型中的交流負(fù)載是感性負(fù)載且cosφ=0.95，當(dāng)m=0.9 時(shí)可得移相切換的移相角θ為-29.6°。因此，半橋型HA-MMC 相單元的運(yùn)行模式切換點(diǎn)將超前于相電壓參考波過零點(diǎn)29.6°。圖10 給出了半橋型HA-MMC 復(fù)用橋臂的電壓和電流仿真結(jié)果，以及導(dǎo)通開關(guān)電壓和切換開關(guān)電壓的仿真結(jié)果。由圖10（a）可知，上橋臂導(dǎo)通復(fù)用模式被“提前”觸發(fā)，復(fù)用橋臂電壓和電流仍以2 倍頻變化，復(fù)用橋臂不再輸出負(fù)壓，其輸出電壓最大值與移相角θ有關(guān)。由圖10（b）和（c）可知，Da1和Qa2同時(shí)通斷，Da2和Qa1同時(shí)通斷，處于開通狀態(tài)的開關(guān)為電流提供通路，處于關(guān)斷狀態(tài)的開關(guān)承受電壓。Qa1和Qa2在關(guān)斷時(shí)承受復(fù)用橋臂電壓，如圖10（c）所示，所承受電壓不會(huì)出現(xiàn)負(fù)值，故切換開關(guān)具備單向承壓能力即可。
圖10 半橋型HA-MMC 復(fù)用橋臂與開關(guān)的仿真結(jié)果Fig.10 Simulation results of multiplexed arm and switches of HA-MMC with HBSMs
6 結(jié)語
本文提出了一種輕型化模塊化多電平拓?fù)浼碒A-MMC，介紹了其工作原理，采用了移相切換策略以實(shí)現(xiàn)寬調(diào)制比范圍下的能量平衡，并分析了器件成本和運(yùn)行損耗，最后，搭建仿真模型對(duì)所提拓?fù)浼捌淇刂撇呗赃M(jìn)行了驗(yàn)證，得出如下結(jié)論：
1）通過引入導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)，HA-MMC實(shí)現(xiàn)了對(duì)復(fù)用橋臂整形電路的全周期利用，與常規(guī)MMC 相比，子模塊數(shù)量即電容數(shù)量可減少75%，顯著實(shí)現(xiàn)了輕型化目標(biāo)。
2）移相切換策略將HA-MMC 的調(diào)制比范圍拓寬至［0，4/π］，進(jìn)而提出半橋型HA-MMC。與常規(guī)MMC 相比，半橋型HA-MMC 的子模塊數(shù)量減少59%。采用移相切換策略使半橋型HA-MMC 拓?fù)涞膹?fù)用橋臂所需輸出電壓最大值增加，致使子模塊數(shù)量增加，使所提HA-MMC 拓?fù)涞妮p型化優(yōu)勢有所弱化。
3）HA-MMC 開關(guān)電路通斷頻率僅為工頻，對(duì)串聯(lián)IGBT 器件的開關(guān)一致性和靜態(tài)、動(dòng)態(tài)均壓性能的要求有所降低，因而制造難度也降低。
針對(duì)本文所提HA-MMC 拓?fù)浼翱刂撇呗?，以下研究有待進(jìn)一步開展：HA-MMC 拓?fù)涞闹绷鞫搪冯娏髯钄嗄芰ρ芯浚徊捎镁邆涓吣蛪?、低通態(tài)壓降、低成本等特點(diǎn)的IGCT 構(gòu)成開關(guān)電路，HAMMC 拓?fù)涞妮p型化研究；基于能量平衡條件并兼顧拓?fù)漭p型化需求，寬范圍調(diào)壓控制方法的研究。
附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網(wǎng)絡(luò)全文。
猜你喜歡
窄帶晶體濾波器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)企業(yè)科技與發(fā)展(2024年6期)2024-09-12 00:00:00 一種基于ghg 坐標(biāo)系的三電平四橋臂逆變器簡化空間矢量脈寬調(diào)制方法電工技術(shù)學(xué)報(bào)(2023年16期)2023-08-30 02:44:26 潯江特大主橋橋型及結(jié)構(gòu)優(yōu)選分析西部交通科技(2022年2期)2022-04-27 01:18:54 微網(wǎng)換流器可靠性及容錯(cuò)控制研究電子制作(2019年11期)2019-07-04 00:34:54 橋臂梗死的臨床分析中國實(shí)用神經(jīng)疾病雜志(2018年9期)2018-05-25 01:01:08 單相H橋型MMC直接功率控制策略研究電測與儀表(2016年5期)2016-04-22 01:13:54 電壓源換流器供電電源設(shè)計(jì)通信電源技術(shù)(2016年5期)2016-03-22 01:10:10 適用于電壓源換流器型高壓直流輸電的模塊化多電平換流器最新研究進(jìn)展中國學(xué)術(shù)期刊文摘(2016年2期)2016-02-13 16:01:41 基于MMC的鐵路功率調(diào)節(jié)器方案對(duì)比電氣傳動(dòng)(2015年4期)2015-07-11 06:10:56 橋臂梗死18例臨床及影像特征分析中國醫(yī)藥導(dǎo)報(bào)(2015年20期)2015-01-11 03:01:27
- 電力系統(tǒng)自動(dòng)化的其它文章
- 計(jì)及儲(chǔ)能循環(huán)壽命的柔性配電網(wǎng)優(yōu)化運(yùn)行及效益均衡策略
- 基于時(shí)域模型的電-氣綜合能源系統(tǒng)分布式魯棒狀態(tài)估計(jì)
- 面向綜合能源系統(tǒng)的?流追蹤模型與計(jì)算方法
- 基于松弛變異系數(shù)的多微電網(wǎng)同調(diào)判定與等值建模
- 基于深度強(qiáng)化學(xué)習(xí)的新型電力系統(tǒng)調(diào)度優(yōu)化方法綜述
- 計(jì)及高比例風(fēng)電暫態(tài)電壓安全的主從協(xié)同動(dòng)態(tài)無功優(yōu)化方法
高玉華，王 琛，王 毅，張 振，許 同，孫玉巍
（河北省分布式儲(chǔ)能與微網(wǎng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（華北電力大學(xué)），河北省 保定市 071003）
0 引言
憑借輸出電壓質(zhì)量高及易于拓展等優(yōu)勢，模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）已成為目前柔性直流輸電技術(shù)的通用換流器方案，且已應(yīng)用于張北±500 kV 四端直流電網(wǎng)、昆柳龍±800 kV 三端混合直流輸電等多個(gè)直流工程［1-2］。受電力電子器件通流能力和耐壓強(qiáng)度難以大幅提高的限制，MMC 只能通過增加級(jí)聯(lián)子模塊數(shù)量來適應(yīng)高電壓、大功率應(yīng)用場景。然而，即使采用半橋子模塊（half-bridge submodule，HBSM），MMC 需要的開關(guān)器件數(shù)量也約為兩電平換流器的2 倍，且大量分散的儲(chǔ)能電容導(dǎo)致?lián)Q流器的體積和重量顯著增加，造成換流站具有體積大、重量重和造價(jià)高等弊端［3］，限制了其向遠(yuǎn)海風(fēng)電經(jīng)柔性直流送出、土地資源受限城市電網(wǎng)互聯(lián)等對(duì)重量、體積要求嚴(yán)苛領(lǐng)域的進(jìn)一步拓展。
子模塊電容是MMC 交直流功率變換的媒介，需要足夠大才能滿足高儲(chǔ)能需求并抑制電壓波動(dòng)在合理范圍，其體積和重量在子模塊的占比超過50%［4-5］。因此，降低容值或減少電容使用量成為MMC 輕型化研究的主要切入點(diǎn)。受限于功率變換的高儲(chǔ)能需求，利用三次諧波電壓注入、過調(diào)制等控制策略減小電容電壓紋波，雖可降低對(duì)容值大小的要求［6-8］，但輕型化程度有限。
與降容控制策略相比，通過改進(jìn)拓?fù)錅p少電容使用量是實(shí)現(xiàn)MMC 輕型化更為有效的方式。結(jié)合兩電平換流器和MMC 的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，文獻(xiàn)［9-14］提出了多種混合型多電平換流器，該類拓?fù)渲饕瑑刹糠郑河呻娏﹄娮娱_關(guān)器件串聯(lián)構(gòu)成的導(dǎo)通開關(guān)和由子模塊級(jí)聯(lián)構(gòu)成的整形電路。其中，通過將整形電路引入兩電平換流器的交流側(cè)或直流側(cè)，文獻(xiàn)［9-10］和文獻(xiàn)［11］分別提出了一種混合級(jí)聯(lián)多電平換流器，可顯著降低子模塊數(shù)量，但存在導(dǎo)通開關(guān)承受電壓高及動(dòng)態(tài)均壓問題。通過將導(dǎo)通開關(guān)和整形電路串聯(lián)構(gòu)成橋臂，文獻(xiàn)［12］提出了一種橋臂交替多電平換流器（alternate arm multilevel converter，AAMC），可利用導(dǎo)通開關(guān)控制上、下橋臂工頻交替導(dǎo)通，以降低子模塊數(shù)量需求，但僅能穩(wěn)定工作于特定的電壓調(diào)制比。對(duì)此，文獻(xiàn)［13-14］進(jìn)一步對(duì)橋臂導(dǎo)通交疊角、移相角等進(jìn)行了研究，改善了AAMC調(diào)壓范圍窄的問題。另外，文獻(xiàn)［15］提出了一種橋臂復(fù)用型MMC（arm multiplexing MMC，AMMMC）拓?fù)?，通過在交流側(cè)引入橋臂切換開關(guān)對(duì)復(fù)用橋臂進(jìn)行時(shí)分復(fù)用，提高了子模塊利用率，實(shí)現(xiàn)了MMC 輕型化。
為了進(jìn)一步減少子模塊以降低電容使用量，本文結(jié)合橋臂交替導(dǎo)通思想和橋臂時(shí)分復(fù)用思想，提出了一種半波交替型模塊化多電平換流器（halfwave alternating MMC，HA-MMC），包括該換流器的一般拓?fù)湫问?、所含子模塊數(shù)最少的簡化拓?fù)湫问?，以及采用移相切換（phase shift switching，PSS）策略且具有寬運(yùn)行范圍的半橋型拓?fù)湫问?。通過導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)的相互配合，所提HA-MMC 可實(shí)現(xiàn)對(duì)復(fù)用橋臂整形電路的交替時(shí)分復(fù)用，大幅減少了所需子模塊數(shù)量，顯著提升了MMC 的輕型化程度。
本文首先提出HA-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并對(duì)其運(yùn)行模式、能量平衡條件和調(diào)制原理等進(jìn)行闡述；其次，采用移相切換策略以拓寬HA-MMC 的運(yùn)行范圍，提出半橋型HA-MMC 拓?fù)?；接著，從器件和損耗兩方面分析HA-MMC 的經(jīng)濟(jì)性，并與典型模塊化多電平拓?fù)溥M(jìn)行對(duì)比；最后，搭建MATLAB/Simulink 仿真模型對(duì)所提HA-MMC 拓?fù)涞目尚行约捌淇刂撇呗缘挠行赃M(jìn)行驗(yàn)證。
1 HA-MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
通過引入導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)，HA-MMC 拓?fù)淇蓪?shí)現(xiàn)對(duì)MMC 的輕型化改造。圖1（a）給出了所提HA-MMC 的一般拓?fù)湫问剑肯鄦卧烧坞娐?、?dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)構(gòu)成，并將橋臂劃分為上、下及復(fù)用3 個(gè)橋臂，其中，上、下橋臂由整形電路和導(dǎo)通開關(guān)串聯(lián)構(gòu)成，復(fù)用橋臂則只包含整形電路。導(dǎo)通開關(guān)仍由多個(gè)含反并聯(lián)二極管的絕緣柵雙極型晶體管（insulated-gate bipolar transistor，IGBT）串聯(lián)構(gòu)成，用以控制上、下橋臂的通斷。圖中：usa為換流器所連接交流電網(wǎng)a 相電壓；ua為a 相輸出電壓；Udc為直流母線電壓；SM 表示子模塊。
圖1 三相HA-MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of a three-phase HA-MMC
從交流輸出電壓形成機(jī)理來看，HA-MMC 與AAMC 更為相似。在不施加改進(jìn)控制策略時(shí)，HAMMC 只能穩(wěn)定工作于過調(diào)制狀態(tài)，子模塊需要采用具備雙極性電壓輸出能力的全橋子模塊（fullbridge submodule，F(xiàn)BSM），導(dǎo)致切換開關(guān)在關(guān)斷時(shí)承受雙向電壓。因此，本文設(shè)計(jì)了由多個(gè)雙向開關(guān)串聯(lián)構(gòu)成的切換開關(guān)。所采用的雙向開關(guān)由IGBT和二極管整流橋構(gòu)成，可主動(dòng)通斷雙向電流，并在關(guān)斷時(shí)承受雙向電壓。
設(shè)上橋臂、下橋臂及復(fù)用橋臂所含子模塊數(shù)分別為A、D和M，它們之間滿足：
式中：N為MMC 每橋臂包含的子模塊數(shù)。
由式（1）可知，與每相單元分別包含N和1.5N個(gè)子模塊的AAMC、AM-MMC 相比，HA-MMC 包含的子模塊數(shù)減少，介于0.5N與N之間。令A(yù)=D=0、M=0.5N，可得到HA-MMC 所含子模塊數(shù)最少的簡化拓?fù)湫问?，如圖1（b）所示。此時(shí)，整形電路全部移至復(fù)用橋臂，上、下橋臂僅由導(dǎo)通開關(guān)構(gòu)成，但為保證耐壓，導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)需要的開關(guān)器件數(shù)量會(huì)有所增加。
與MMC 相比，HA-MMC 可將每相單元子模塊數(shù)由2N降至0.5N，電容數(shù)減少75%，從而顯著地實(shí)現(xiàn)輕型化目標(biāo)。下文將重點(diǎn)分析圖1（b）所示的簡化拓?fù)湫问剑M(jìn)一步對(duì)HA-MMC 的工作原理、調(diào)控方法等進(jìn)行闡述。
2 HA-MMC 的運(yùn)行機(jī)理
2.1 運(yùn)行模式
對(duì)于HA-MMC，通過上、下橋臂導(dǎo)通開關(guān)和交流側(cè)切換開關(guān)的相互配合，三相單元每半波周期（電網(wǎng)工頻的2 倍頻周期）進(jìn)行相單元運(yùn)行模式切換，以實(shí)現(xiàn)整形電路的交替復(fù)用，最終完成換流器交直流功率變換。以a 相為例，圖2 給出了HA-MMC 相單元的2 種運(yùn)行模式。當(dāng)a 相電壓參考波大于零時(shí)，Da1、Qa2開通，Da2、Qa1關(guān)斷，a 相單元運(yùn)行于上橋臂導(dǎo)通復(fù)用模式；當(dāng)a 相電壓參考波小于零時(shí)，Da1、Qa2關(guān)斷，Da2、Qa1開通，a 相單元運(yùn)行于下橋臂導(dǎo)通復(fù)用模式。因此，Da1和Qa2的通斷信號(hào)一致，Da2和Qa1的通斷信號(hào)一致，2 組開關(guān)交替互補(bǔ)通斷，且通斷頻率僅為工頻，故對(duì)串聯(lián)器件的開關(guān)一致性和靜態(tài)、動(dòng)態(tài)均壓性能的要求有所降低，制造難度也降低。
圖2 HA-MMC 相單元運(yùn)行模式Fig.2 Operation modes of HA-MMC phase unit
定義Sa為a 相單元的運(yùn)行模式開關(guān)函數(shù)，其表達(dá)式為：
通過控制子模塊的投切，復(fù)用橋臂可等效為電壓源。圖3 給出了a 相單元等效電路，其中復(fù)用橋臂電壓uam和電流iam可分別表示為：
圖3 HA-MMC 相單元等效電路Fig.3 Equivalent circuit of HA-MMC phase unit
式中：ia為a 相輸出電流。
此外，導(dǎo)通開關(guān)兩端電壓uDa1、uDa2和切換開關(guān)兩端電壓uQa1、uQa2可分別表示為：
2.2 能量平衡條件
子模塊電容是交直流功率變換的媒介，其能量均衡是MMC、AAMC 等模塊化多電平類柔性直流換流器穩(wěn)定工作的基礎(chǔ)。對(duì)于HA-MMC，子模塊集中在復(fù)用橋臂。因此，復(fù)用橋臂在一個(gè)周期內(nèi)吸收與釋放的能量應(yīng)相等。
假設(shè)交流側(cè)輸出電壓和電流不含任何諧波，定義a 相電壓和電流的表達(dá)式為：
式中：Um、Im分別為相電壓和電流幅值；ω為角頻率；φ為功率因數(shù)角。
將式（6）代入式（3），可得uam和iam在一個(gè)周期內(nèi)的表達(dá)式為：
式中：m=Um/（Udc/2）為電壓調(diào)制比。
不考慮功率因數(shù)cosφ恒為0 的情況，由式（8）可知，HA-MMC 需要工作于過調(diào)制狀態(tài)，且調(diào)制比為4/π，這與AAMC 一致。
根據(jù)式（4）—式（6）及m=4/π，a 相單元導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)的耐壓情況如附錄A 圖A1 所示。導(dǎo)通開關(guān)最大承受電壓為（1+4/π）Udc/2。因此，需要（1/2+2/π）N個(gè)耐壓為Ucn的IGBT 單元串聯(lián)構(gòu)成，其中，Ucn=Udc/N為子模塊電容電壓額定值。切換開關(guān)承受雙向電壓，且正、負(fù)向電壓最大值分別為Udc/2、（4/π-1）Udc/2。因此，需要串聯(lián)N/2 個(gè)耐壓為Ucn的IGBT 單元來承受正向電壓，串聯(lián)（2/π-1/2）N個(gè)耐壓為Ucn的IGBT 單元來承受負(fù)向電壓。為確保安全和經(jīng)濟(jì)性，本文采用N/2 個(gè)耐壓為Ucn的雙向開關(guān)串聯(lián)構(gòu)成切換開關(guān)，如圖1 所示，該切換開關(guān)的正、負(fù)向最大耐壓能力均為Udc/2。
2.3 調(diào)制原理
將m=4/π 代入式（7），可得HA-MMC 的a 相單元復(fù)用橋臂參考電壓，如圖4 所示。2 種運(yùn)行模式在相電壓參考波過零點(diǎn)進(jìn)行切換最大值為Udc/2，因此，需要N/2 個(gè)電容電壓額定值為Ucn的子模塊級(jí)聯(lián)構(gòu)成復(fù)用橋臂。以N=6 為例，圖4 給出了最近電平逼近調(diào)制（NLM）應(yīng)用于HA-MMC 的調(diào)制原理。由圖4 可知，復(fù)用橋臂根據(jù)參考波輸出階梯波uam，進(jìn)而形成逼近相電壓參考波的等效階梯波ua。由于相單元工作在過調(diào)制狀態(tài)，復(fù)用橋臂需要輸出負(fù)電壓以支撐相電壓的過調(diào)制輸出，導(dǎo)致相電壓的電平數(shù)大于N+1。在本例中，uam、ua的電平數(shù)分別為5 和9。
圖4 NLM 應(yīng)用于HA-MMC 的調(diào)制原理Fig.4 Modulation principle of NLM for HA-MMC
為了盡量減小子模塊電容電壓偏差，本文設(shè)置子模塊的狀態(tài)為正投入、負(fù)投入和旁路，處于相應(yīng)狀態(tài)的子模塊數(shù)分別為Nam+、Nam-和Nam0。在NLM下，復(fù)用橋臂的輸出電平Nam與Nam+、Nam-和Nam0之間的關(guān)系可表示為［16］：
式中：round（·）和mod（·）分別為取整函數(shù)和求余函數(shù)。
為了降低開關(guān)損耗，子模塊的狀態(tài)僅在輸出電平變化時(shí)改變，具體狀態(tài)由電流方向和排序結(jié)果確定。以圖3 所示電流方向?yàn)檎较颍?dāng)復(fù)用橋臂電流為正時(shí)，正投入升序序列前Nam+個(gè)子模塊以使其充電，負(fù)投入升序序列后Nam-個(gè)子模塊以使其放電；當(dāng)復(fù)用橋臂電流為負(fù)時(shí)，負(fù)投入升序序列前Nam-個(gè)子模塊以使其充電，正投入升序序列后Nam+個(gè)子模塊以使其放電。
3 HA-MMC 的寬范圍調(diào)壓控制方法
受限于能量平衡條件，HA-MMC 的電壓調(diào)制比只能為4/π，需要采用FBSM 以滿足過調(diào)制要求。閥側(cè)電壓雖可通過變壓器變比進(jìn)行調(diào)節(jié)，但在實(shí)際中很難調(diào)節(jié)至理想值，且FBSM 的器件成本和運(yùn)行損耗較大。為此，本文采用移相切換策略來拓寬HA-MMC 的調(diào)壓范圍，并提出了基于HBSM 的HA-MMC 拓?fù)?，這里稱之為半橋型HA-MMC。
3.1 移相切換策略
由2.1 節(jié)可知，HA-MMC 的相單元在相電壓參考波過零點(diǎn)切換運(yùn)行模式。通過引入移相角θ，移相切換策略使相單元的運(yùn)行模式切換點(diǎn)滯后于參考波過零點(diǎn)θ角度。以a 相為例，圖5 給出了移相切換的基本原理，其中，Sa在一個(gè)周期內(nèi)的表達(dá)式為：
通過應(yīng)用人機(jī)工程原理，城南污水廠工程安全防范控制措施更加注重人性化，提高了施工作業(yè)人員的安全和舒適感，施工安全和進(jìn)度等都得到了有效保障。
圖5 移相切換策略原理Fig.5 Principle of phase shift switching strategy
將式（6）和式（10）代入式（3），可得：
根據(jù)式（11），可得復(fù)用橋臂在一個(gè)周期內(nèi)積累的能量為：
令ΔEam=0，可得m、θ和φ之間的關(guān)系為：
移相角θ作為新的控制自由度，可使復(fù)用橋臂在不同功率因數(shù)角φ和電壓調(diào)制比m下實(shí)現(xiàn)能量平衡。由于φ∈［-π，π］，為使θ始終存在實(shí)數(shù)解，根據(jù)式（13）可知m的取值范圍為［0，4/π］。在同一工況下，存在2 個(gè)能夠滿足能量平衡要求的移相角，即
當(dāng)|θ|大于π/2 時(shí)，復(fù)用橋臂電壓的最大值uam，max僅與m有關(guān)，且最大可達(dá)（1+4/π）Udc/2。uam，max越大，復(fù)用橋臂所需子模塊數(shù)量越多。為了盡量降低因采用移相切換而增加的器件成本，本文只考慮式（14）所給移相角中絕對(duì)值較小的移相角，即
由式（15）可知，θ是關(guān)于φ以π 為周期的函數(shù)。以φ∈［0，π］為例，θ隨φ和m的變化情況見附錄A 圖A2。當(dāng)m保持不變時(shí)，θ隨φ在［0，π］上單調(diào)遞增；當(dāng)φ∈［0，π/2］時(shí)，θ隨m在［0，4/π］上單調(diào)遞增；當(dāng)φ∈（π/2，π］時(shí)，θ隨m在［0，4/π］上單調(diào)遞減。θ在m=0、φ=0 時(shí)取得最小值-π/2，在m=0、φ=π時(shí)取得最大值π/2，總體取值范圍為［-π/2，π/2］。
根據(jù)式（11）及θ∈［-π/2，π/2］，可得復(fù)用橋臂電壓最大值uam，max的表達(dá)式為：
由式（15）、式（16）可得uam，max隨φ和m的變化情況，如圖6 所示。當(dāng)m=0.9、φ=0 或π 時(shí)，uam，max取得最大值0.82Udc。因此，復(fù)用橋臂需要0.82N個(gè)電容電壓額定值為Ucn的子模塊級(jí)聯(lián)構(gòu)成。
圖6 復(fù)用橋臂最大電壓隨功率因數(shù)角和調(diào)制比的變化Fig.6 Variation of the maximal multiplexed arm voltage with power factor angle and modulation ratio
采用移相切換策略后，HA-MMC 的調(diào)制比取值由4/π 變?yōu)椋?，4/π］，極大地拓寬了閥側(cè)電壓或直流電壓的調(diào)節(jié)范圍。然而，與調(diào)制比固定為4/π 的HA-MMC 相比，采用移相切換策略的HA-MMC 每相單元需配置0.82N個(gè)子模塊，電容數(shù)增加了0.32N，輕型化程度有所降低。
3.2 半橋型HA-MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
與HBSM 相比，F(xiàn)BSM 的開關(guān)器件數(shù)量增加一倍，器件成本和運(yùn)行損耗顯著提高。采用移相切換策略后，HA-MMC 不必工作于過調(diào)制狀態(tài)，因此可不使用FBSM。將調(diào)制比m的范圍限定至［0，1］，本文提出了一種基于HBSM 的半橋型HA-MMC，如圖7 所示。由3.1 節(jié)可知，若要滿足運(yùn)行條件m∈［0，1］、φ∈［-π，π］，半橋型HA-MMC 的復(fù)用橋臂需要配置0.82N個(gè)HBSM。由于復(fù)用橋臂不再輸出負(fù)壓，切換開關(guān)具備單向承壓能力即可。
圖7 三相半橋型HA-MMC 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.7 Topology of three-phase HA-MMC with HBSMs
在移相切換策略的控制下，以θ∈［0，π/2］為例，半橋型HA-MMC 的a 相單元相關(guān)電壓參考波形見附錄A 圖A3。切換開關(guān)只承受正向電壓，其最大承壓與復(fù)用橋臂電壓的最大值相同，均為(1+msinθ)Udc/2，根據(jù)3.1 節(jié)可知該值最大為0.82Udc。因此，切換開關(guān)需要0.82N個(gè)耐壓為Ucn的IGBT單元串聯(lián)構(gòu)成。導(dǎo)通開關(guān)的最大承受電壓為（1+m）Udc/2，該值在m=1 時(shí)取得最大值Udc，因此，導(dǎo)通開關(guān)需要N個(gè)耐壓為Ucn的IGBT 單元串聯(lián)構(gòu)成。
半橋型HA-MMC 的復(fù)用橋臂電壓恒為正值，且復(fù)用橋臂電流在2 種運(yùn)行模式下均有正有負(fù)。半橋型HA-MMC 在采用NLM 時(shí)，可直接套用MMC的電容電壓均衡方法，即根據(jù)橋臂電流極性和電容電壓排序結(jié)果確定子模塊的投切狀態(tài)。在同一系統(tǒng)參數(shù)下，半橋型HA-MMC 與MMC 輸出的交流電壓電平數(shù)相同且最大為N+1。
4 經(jīng)濟(jì)性分析
4.1 器件成本
在各種多電平拓?fù)渌捎玫拈_關(guān)器件耐壓、子模塊電容額定電壓相同的前提下，表1 給出了同一直流側(cè)電壓下，本文所提HA-MMC 拓?fù)渑cMMC、AM-MMC 以及AAMC 拓?fù)涞男阅軐?duì)比?；谑欠窬邆渲绷鞴收洗┰侥芰?，表1 列舉了所對(duì)比多種MMC 方案的2 種形式，即不具備直流故障穿越能力，但器件用量少、成本低的經(jīng)濟(jì)型拓?fù)洌瑸棰耦悡Q流器；而Ⅱ類換流器則對(duì)應(yīng)為該拓?fù)渚邆渲绷鞴收洗┰侥芰Φ男问健?/p>
表1 HA-MMC 與典型多電平拓?fù)湫阅軐?duì)比Table 1 Performance comparison of HA-MMC and typical multilevel topologies
對(duì)于具備較少功率器件的經(jīng)濟(jì)型Ⅰ類換流器，MMC、AM-MMC 和半橋型HA-MMC 的子模塊采用HBSM；AAMC 和HA-MMC 由于其運(yùn)行特性，子模塊采用FBSM。由表1 可知，HA-MMC 和半橋型HA-MMC 的電容數(shù)量最少，在節(jié)約電容投資的同時(shí)有效降低了換流器的體積和重量。然而，導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)的引入使得2 種HA-MMC 的開關(guān)器件數(shù)量增加。與MMC 相比，HA-MMC 和半橋型HA-MMC 可分別減少75%和59%的電容使用量，但也增加了32%的IGBT 使用量。在子模塊中，電容體積和重量可達(dá)50%以上［4-5］，所提2 種新型拓?fù)淇娠@著提升換流閥輕量化程度。
此外，與AAMC 類似，HA-MMC 和半橋型HAMMC 交替運(yùn)行于上、下橋臂導(dǎo)通復(fù)用模式，不存在相間環(huán)流，故無須如常規(guī)MMC 以及AM-MMC 在換流器內(nèi)部配置橋臂電感（6 個(gè)）；由于各相單元的上、下橋臂以工頻交替導(dǎo)通，直流側(cè)電流含有顯著的6 倍頻諧波成分，AAMC 以及2 種HA-MMC 需要在直流出口串聯(lián)濾波電感，并加裝并聯(lián)電容器以起到濾波作用和電壓支撐作用。受限于橋臂能量均衡條件，HA-MMC 以及AAMC 拓?fù)鋬H能在電壓調(diào)制比為4/π 的單工作點(diǎn)穩(wěn)定運(yùn)行；通過采用移項(xiàng)切換策略，所提半橋型HA-MMC 拓?fù)淇蓪⒕€性調(diào)制比拓寬至m=［0，1］，這與半橋型MMC 以及AM-MMC拓?fù)溥\(yùn)行范圍一致。
對(duì)于具備直流故障穿越能力的Ⅱ類換流器，半橋-全橋混合型MMC［17-18］的FBSM 裝配比例為50%，HAM-MMC 采用FHF 型［19］，這2 種換流器的直流電壓可調(diào)范圍均為［0，Udc］；而對(duì)于原本即采用FBSM 的AAMC 和HA-MMC，每相需分別增加0.27N和0.14N的子模塊數(shù)量來提供足夠的反電動(dòng)勢以可靠阻斷交流饋流通路，其直流電壓可調(diào)范圍亦為［0，Udc］。另外，所提HA-MMC 拓?fù)溥€可通過切換開關(guān)中反向串聯(lián)二極管本身的反向截止特性阻斷故障電流通路，此時(shí)僅需增加切換開關(guān)中級(jí)聯(lián)的雙向開關(guān)數(shù)量至0.64N便可實(shí)現(xiàn)直流故障電流阻斷，然而受限于復(fù)用橋臂中子模塊數(shù)量，其直流調(diào)壓范圍為［0.27Udc，Udc］。由表1 可知，HA-MMC 的2 種具備直流故障阻斷能力的拓?fù)湫问剿捎米幽K電容數(shù)量最少，且其IGBT 使用量多的劣勢降低，在有效降低換流器的體積和重量的同時(shí)，為實(shí)現(xiàn)直流故障穿越而帶來的附加投資也可大大降低。
4.2 運(yùn)行損耗
運(yùn)行損耗是評(píng)估換流器經(jīng)濟(jì)性和運(yùn)行效率的重要指標(biāo)。對(duì)于柔性直流換流器，運(yùn)行損耗主要為IGBT 和二極管的通態(tài)損耗與開關(guān)損耗，詳細(xì)計(jì)算方法可參考文獻(xiàn)［20-21］。 基于MATLAB/Simulink 仿真平臺(tái)，本文分別搭建了MMC、AMMMC、AAMC 和所提HA-MMC 的運(yùn)行損耗仿真計(jì)算模型，調(diào)制策略均采用NLM，并設(shè)定直流母線電壓為20 kV、換流器容量為1.5 MV·A、功率因數(shù)為0.95。其中，基于FBSM 的AAMC 和HA-MMC 工作于調(diào)制比為4/π 的過調(diào)制狀態(tài)，并采用2.3 節(jié)所述子模塊電容電壓均衡方法；基于HBSM 的MMC、AM-MMC 和半橋型HA-MMC 的調(diào)制比為0.9，采用傳統(tǒng)的電容電壓均衡方法。所得各換流器的運(yùn)行損耗如表2 所示。
表2 HA-MMC 與典型模塊化多電平拓?fù)溥\(yùn)行損耗Table 2 Operation loss of HA-MMC and typical modular multilevel topologies
對(duì)于本文所提出的HA-MMC 和半橋型HAMMC 拓?fù)?，開關(guān)電路的引入將會(huì)導(dǎo)致額外的運(yùn)行損耗。由于通斷頻率僅為50 Hz，導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)的開關(guān)損耗約為其產(chǎn)生的通態(tài)損耗的1%，占比較小。與AAMC 相比，HA-MMC 的子模塊數(shù)量減少一半，但子模塊被全周期利用，其運(yùn)行損耗并未降低；由于引入切換開關(guān)且導(dǎo)通開關(guān)的器件數(shù)量增加，HA-MMC 開關(guān)的運(yùn)行損耗增加。在相同直流電壓和傳輸功率下，調(diào)制比越大，交流電壓越大、交流電流越小，但由于采用不同的電容電壓均衡方法且HA-MMC 使用FBSM，調(diào)制比較小且子模塊數(shù)較多的半橋型HA-MMC 仍然獲得了較小的子模塊運(yùn)行損耗，其總體運(yùn)行損耗與AAMC 相近。與MMC 相比，半橋型HA-MMC 的子模塊數(shù)量降低且具有較小的子模塊運(yùn)行損耗，但導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)的通態(tài)損耗使得其總體運(yùn)行損耗有所增加。
本文所提HA-MMC 拓?fù)淇娠@著實(shí)現(xiàn)輕型化目標(biāo)，并且具備建造成本優(yōu)勢，雖然運(yùn)行損耗大于常規(guī)MMC，但仍具有較高的運(yùn)行效率，對(duì)于遠(yuǎn)海風(fēng)電經(jīng)柔性直流送出等輕型化要求嚴(yán)格的應(yīng)用場合具有良好的推廣前景。此外，針對(duì)子模塊故障和開關(guān)故障問題，HA-MMC 仍可通過冗余設(shè)計(jì)保證自身的運(yùn)行可靠性。
5 仿真驗(yàn)證
為了驗(yàn)證所提HA-MMC 拓?fù)涞目尚行约捌淇刂撇呗缘挠行?，本文利用MATLAB/Simulink 分別搭建了調(diào)制比為4/π 的HA-MMC 仿真模型和采用移相切換策略的半橋型HA-MMC 仿真模型，并搭建AAMC 和MMC 仿真模型作為對(duì)比。所有換流器均采用NLM，其中基于FBSM 的HA-MMC 和AAMC 采用2.3 節(jié)所述電容電壓均衡方法，基于HBSM 的半橋型HA-MMC 和MMC 采用傳統(tǒng)電容電壓均衡方法。MMC 每橋臂包含N=20 個(gè)子模塊，具體仿真參數(shù)見表3。
表3 仿真系統(tǒng)參數(shù)和配置Table 3 Parameters and configuration of simulation system
5.1 調(diào)制比為4/π 的HA-MMC
在不施加改進(jìn)控制策略時(shí)，受限于能量平衡條件，HA-MMC 只能工作于調(diào)制比為4/π 的過調(diào)制狀態(tài)，并采用FBSM 以滿足過調(diào)制要求。圖8 給出了HA-MMC 和AAMC 的仿真對(duì)比結(jié)果。
圖8 HA-MMC 與AAMC 運(yùn)行特性對(duì)比Fig.8 Comparison of operation characteristic between HA-MMC and AAMC
在NLM 下，HA-MMC 輸出了27 電平相電壓階梯波，交流輸出電壓和電流的總諧波畸變率（THD）與AAMC 相近。HA-MMC 每相上、下橋臂以工頻交替導(dǎo)通，直流側(cè)電流呈現(xiàn)六脈動(dòng)特性，需要裝設(shè)直流濾波器進(jìn)行濾波，這與AAMC 一致。AAMC 的上橋臂子模塊僅在上橋臂導(dǎo)通時(shí)參與形成相電壓階梯波，在下橋臂導(dǎo)通時(shí)被切除；通過切換開關(guān)和導(dǎo)通開關(guān)的配合，HA-MMC 的復(fù)用橋臂子模塊始終參與形成相電壓階梯波，其電容電壓在額定值1 kV 附近呈現(xiàn)2 倍頻波動(dòng)特性，且波動(dòng)幅度小于5%。由于采用了相同的電容電壓均衡方法，HA-MMC 子模塊電容電壓的波動(dòng)過程與AAMC 相似。由圖8 可知，在節(jié)省一半子模塊的前提下，HA-MMC 具有與AAMC 近乎一致的外部輸出特性。
5.2 采用移相切換策略的半橋型HA-MMC
采用移相切換策略后，HA-MMC 的調(diào)制比范圍被拓寬至［0，4/π］，進(jìn)一步限定調(diào)制比范圍至[0，1]，HA-MMC 不再工作于過調(diào)制狀態(tài)，進(jìn)而衍生出半橋型HA-MMC。圖9 給出了半橋型HA-MMC和基于HBSM 的MMC 的仿真對(duì)比結(jié)果，這里調(diào)制比設(shè)定為0.9。
圖9 半橋型HA-MMC 與MMC 運(yùn)行特性對(duì)比Fig.9 Comparison of operation characteristic between HA-MMC with HBSMs and MMC
在NLM 下，半橋型HA-MMC 輸出了19 電平相電壓階梯波，THD 與MMC 相近。表4 給出了恒定功率因數(shù)（cosφ=0.95）、不同調(diào)制比下半橋型HA-MMC 和MMC 的輸出相電壓情況，進(jìn)一步驗(yàn)證了半橋型HA-MMC 采用移相切換策略后的寬范圍調(diào)壓能力。
表4 不同電壓調(diào)制比下半橋型HA-MMC 與MMC 的輸出相電壓對(duì)比Table 4 Comparison of output phase voltage between HA-MMC with HBSMs and MMC when voltage modulation ratios are different
由圖9 可知，在相同容值和電容電壓均衡方法下，半橋型HA-MMC 具有較低的子模塊電容電壓紋波，其電容電壓峰-峰值為42.8 V，明顯小于MMC的61.9 V。因此，在子模塊使用量減少59%的前提下，采用移相切換策略的半橋型HA-MMC 可具備與MMC 相近的交流電壓輸出能力，且對(duì)子模塊容值大小的要求更低。
本文所建仿真模型中的交流負(fù)載是感性負(fù)載且cosφ=0.95，當(dāng)m=0.9 時(shí)可得移相切換的移相角θ為-29.6°。因此，半橋型HA-MMC 相單元的運(yùn)行模式切換點(diǎn)將超前于相電壓參考波過零點(diǎn)29.6°。圖10 給出了半橋型HA-MMC 復(fù)用橋臂的電壓和電流仿真結(jié)果，以及導(dǎo)通開關(guān)電壓和切換開關(guān)電壓的仿真結(jié)果。由圖10（a）可知，上橋臂導(dǎo)通復(fù)用模式被“提前”觸發(fā)，復(fù)用橋臂電壓和電流仍以2 倍頻變化，復(fù)用橋臂不再輸出負(fù)壓，其輸出電壓最大值與移相角θ有關(guān)。由圖10（b）和（c）可知，Da1和Qa2同時(shí)通斷，Da2和Qa1同時(shí)通斷，處于開通狀態(tài)的開關(guān)為電流提供通路，處于關(guān)斷狀態(tài)的開關(guān)承受電壓。Qa1和Qa2在關(guān)斷時(shí)承受復(fù)用橋臂電壓，如圖10（c）所示，所承受電壓不會(huì)出現(xiàn)負(fù)值，故切換開關(guān)具備單向承壓能力即可。
圖10 半橋型HA-MMC 復(fù)用橋臂與開關(guān)的仿真結(jié)果Fig.10 Simulation results of multiplexed arm and switches of HA-MMC with HBSMs
6 結(jié)語
本文提出了一種輕型化模塊化多電平拓?fù)浼碒A-MMC，介紹了其工作原理，采用了移相切換策略以實(shí)現(xiàn)寬調(diào)制比范圍下的能量平衡，并分析了器件成本和運(yùn)行損耗，最后，搭建仿真模型對(duì)所提拓?fù)浼捌淇刂撇呗赃M(jìn)行了驗(yàn)證，得出如下結(jié)論：
1）通過引入導(dǎo)通開關(guān)和切換開關(guān)，HA-MMC實(shí)現(xiàn)了對(duì)復(fù)用橋臂整形電路的全周期利用，與常規(guī)MMC 相比，子模塊數(shù)量即電容數(shù)量可減少75%，顯著實(shí)現(xiàn)了輕型化目標(biāo)。
2）移相切換策略將HA-MMC 的調(diào)制比范圍拓寬至［0，4/π］，進(jìn)而提出半橋型HA-MMC。與常規(guī)MMC 相比，半橋型HA-MMC 的子模塊數(shù)量減少59%。采用移相切換策略使半橋型HA-MMC 拓?fù)涞膹?fù)用橋臂所需輸出電壓最大值增加，致使子模塊數(shù)量增加，使所提HA-MMC 拓?fù)涞妮p型化優(yōu)勢有所弱化。
3）HA-MMC 開關(guān)電路通斷頻率僅為工頻，對(duì)串聯(lián)IGBT 器件的開關(guān)一致性和靜態(tài)、動(dòng)態(tài)均壓性能的要求有所降低，因而制造難度也降低。
針對(duì)本文所提HA-MMC 拓?fù)浼翱刂撇呗?，以下研究有待進(jìn)一步開展：HA-MMC 拓?fù)涞闹绷鞫搪冯娏髯钄嗄芰ρ芯浚徊捎镁邆涓吣蛪?、低通態(tài)壓降、低成本等特點(diǎn)的IGCT 構(gòu)成開關(guān)電路，HAMMC 拓?fù)涞妮p型化研究；基于能量平衡條件并兼顧拓?fù)漭p型化需求，寬范圍調(diào)壓控制方法的研究。
附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網(wǎng)絡(luò)全文。
猜你喜歡
企業(yè)科技與發(fā)展(2024年6期)2024-09-12 00:00:00
電工技術(shù)學(xué)報(bào)(2023年16期)2023-08-30 02:44:26
西部交通科技(2022年2期)2022-04-27 01:18:54
電子制作(2019年11期)2019-07-04 00:34:54
中國實(shí)用神經(jīng)疾病雜志(2018年9期)2018-05-25 01:01:08
電測與儀表(2016年5期)2016-04-22 01:13:54
通信電源技術(shù)(2016年5期)2016-03-22 01:10:10
中國學(xué)術(shù)期刊文摘(2016年2期)2016-02-13 16:01:41
電氣傳動(dòng)(2015年4期)2015-07-11 06:10:56
中國醫(yī)藥導(dǎo)報(bào)(2015年20期)2015-01-11 03:01:27
- 電力系統(tǒng)自動(dòng)化的其它文章
- 計(jì)及儲(chǔ)能循環(huán)壽命的柔性配電網(wǎng)優(yōu)化運(yùn)行及效益均衡策略
- 基于時(shí)域模型的電-氣綜合能源系統(tǒng)分布式魯棒狀態(tài)估計(jì)
- 面向綜合能源系統(tǒng)的?流追蹤模型與計(jì)算方法
- 基于松弛變異系數(shù)的多微電網(wǎng)同調(diào)判定與等值建模
- 基于深度強(qiáng)化學(xué)習(xí)的新型電力系統(tǒng)調(diào)度優(yōu)化方法綜述
- 計(jì)及高比例風(fēng)電暫態(tài)電壓安全的主從協(xié)同動(dòng)態(tài)無功優(yōu)化方法