永磁同步電機(jī)逆變器保護(hù)方法研究

李芝炳 李帥 王斯博 李偉亮 劉亞川

（中國(guó)第一汽車股份有限公司研發(fā)總院，長(zhǎng)春 130013）

1 前言

永磁同步電機(jī)（Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM）具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、運(yùn)行可靠、體積小、效率高等顯著優(yōu)點(diǎn)，在電動(dòng)汽車領(lǐng)域中廣泛應(yīng)用[1]。絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）模塊是永磁同步電機(jī)逆變器中電能轉(zhuǎn)換的關(guān)鍵部件，降低IGBT 模塊的開(kāi)關(guān)損耗，提升其壽命及工作可靠性對(duì)電驅(qū)系統(tǒng)至關(guān)重要。而窄脈沖作為IGBT 模塊的輸入驅(qū)動(dòng)信號(hào)，會(huì)導(dǎo)致IGBT 開(kāi)關(guān)器件在未完全導(dǎo)通的情況下重新關(guān)斷，此時(shí)產(chǎn)生的浪涌電壓比完全導(dǎo)通再關(guān)斷時(shí)的電壓大幅提高，多次反復(fù)會(huì)對(duì)IGBT模塊產(chǎn)生較大的導(dǎo)通或關(guān)斷電壓振蕩，降低開(kāi)關(guān)器件的觸發(fā)可靠性，影響電力電子設(shè)備的正常運(yùn)行[2-7]。因此，為實(shí)現(xiàn)IGBT 的可靠應(yīng)用，降低IGBT 損耗和導(dǎo)通風(fēng)險(xiǎn)，一般應(yīng)限制IGBT 最小觸發(fā)和關(guān)斷脈寬，針對(duì)小于最小脈寬的部分，需要進(jìn)行抑制。

本文提出一種基于脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）信號(hào)的窄脈沖抑制方法，高效全占空比輸出PWM 信號(hào)的同時(shí)，在分段進(jìn)行PWM 占空比輸出的基礎(chǔ)上，充分考慮PWM 死區(qū)和窄脈沖的前提下，逐段分析存在小脈沖的可能性，針對(duì)其中可能產(chǎn)生窄脈沖的占空比輸出段，詳細(xì)分析產(chǎn)生窄脈沖的位置點(diǎn)并針對(duì)性地進(jìn)行抑制，達(dá)到保護(hù)逆變器的效果。最后，采用由基于Infineon TC277 的控制器組成的電驅(qū)控制系統(tǒng)對(duì)所提出的方案進(jìn)行試驗(yàn)驗(yàn)證。

2 窄脈沖產(chǎn)生的原因分析

永磁同步電機(jī)在空間矢量調(diào)制方式下，不同調(diào)制比產(chǎn)生的PWM信號(hào)的占空比不同[8-9]。電機(jī)輸出效率越高，母線電壓利用率越高，對(duì)應(yīng)的調(diào)制比也越高。調(diào)制比對(duì)PWM信號(hào)的影響如圖1所示：當(dāng)調(diào)制比較小時(shí)，輸出電壓較低，調(diào)制波的幅值相應(yīng)較小，載波與調(diào)制波通過(guò)比較產(chǎn)生的PWM信號(hào)的占空比在50%附近波動(dòng)，IGBT功率開(kāi)關(guān)周期較長(zhǎng)，不會(huì)出現(xiàn)窄脈沖；當(dāng)接近滿調(diào)制時(shí)，輸出電壓較高，調(diào)制波的幅值相應(yīng)較大，載波與調(diào)制波通過(guò)比較產(chǎn)生的PWM信號(hào)的占空比接近0或者100%，而占空比接近0時(shí)，輸出PWM動(dòng)力信號(hào)容易在本次輸出周期產(chǎn)生窄脈沖信號(hào)，占空比接近100%時(shí)，輸出PWM 動(dòng)力信號(hào)容易在輸出周期切換時(shí)，產(chǎn)生窄脈沖信號(hào)?？傊?，輸出效率越高，電壓利用率相應(yīng)提高，輸出電壓調(diào)制比也越大，越容易產(chǎn)生窄脈沖信號(hào)。抑制窄脈沖，也能側(cè)面提高電驅(qū)系統(tǒng)的控制效率。

圖1 調(diào)制比對(duì)PWM信號(hào)的影響

3 窄脈沖抑制策略

當(dāng)前，永磁同步電機(jī)的各種控制策略均通過(guò)PWM動(dòng)力輸出信號(hào)實(shí)現(xiàn)IGBT型開(kāi)關(guān)管的控制，從而按照控制指令輸出對(duì)應(yīng)電壓和扭矩。如圖2所示，電驅(qū)控制系統(tǒng)IGBT模塊一般采用180°導(dǎo)通型，同一橋臂上、下兩管交替開(kāi)關(guān)。通過(guò)控制三相六路（U、V、W三相上、下橋臂）PWM輸出占空比，達(dá)到將直流母線電壓轉(zhuǎn)換至三相交流電的目的，實(shí)現(xiàn)對(duì)永磁同步電機(jī)的控制。

圖2 180°導(dǎo)通型IGBT工作示意

電驅(qū)控制軟件通過(guò)脈沖寬度調(diào)制輸出計(jì)算模塊得到逆變器U、V、W三相橋臂的占空比Du、Dv、Dw，考慮到任一相上、下橋臂必須保證不能直通，因此PWM控制輸出時(shí)，必須考慮死區(qū)的影響。電驅(qū)系統(tǒng)的高效率輸出要求調(diào)制比必須保持在較高的范圍，此時(shí)PWM占空比輸出接近100%，從而不可避免地導(dǎo)致輸出的PWM 動(dòng)力信號(hào)存在窄脈沖。本文在高效率PWM 輸出的基礎(chǔ)上提出一種窄脈沖抑制方案。

本文以IGBT 模塊U 相橋臂PWM 輸出為例進(jìn)行說(shuō)明，V相和W相橋臂PWM輸出策略與之一致。設(shè)定U 相橋臂占空比輸出為Dm、死區(qū)時(shí)間占比為Dd、窄脈沖時(shí)間占比為Dp，本文根據(jù)各橋臂Dm與Dd和Dp之間的關(guān)系，將PWM 輸出占空比劃分為6 個(gè)區(qū)間段，以保證更加精確地分析窄脈沖易產(chǎn)生的區(qū)間段，達(dá)到進(jìn)一步進(jìn)行窄脈沖抑制的效果，從而實(shí)現(xiàn)如圖3 所示的PWM 占空比輸出效果。經(jīng)過(guò)推導(dǎo)，A區(qū)間~F 區(qū)間PWM 占空比的設(shè)置分別為[0,Dp/2]、(Dp/2,Dd]、(Dd,Dd+Dp]、(Dd+Dp,1-Dd]、(1-Dd,1)、1，各區(qū)間對(duì)應(yīng)的上、下橋臂占空比如表1所示，相應(yīng)占空比輸出波形如圖4所示。

表1 各區(qū)間上、下橋臂占空比

圖3 PWM占空比輸出示意

圖4 各區(qū)間段占空比輸出波形

通過(guò)上述區(qū)間計(jì)算，單個(gè)PWM輸出周期內(nèi)，只有占空比接近0時(shí)，對(duì)應(yīng)A區(qū)間的PWM輸出涉及窄脈沖輸出?？紤]到Db=1-2Dm，結(jié)合A區(qū)間Dm范圍，可知下橋臂處于低電平的占空比2Dm≤Dp，會(huì)產(chǎn)生窄脈沖，需要進(jìn)行抑制，考慮窄脈沖抑制時(shí)A區(qū)間占空比的輸出波形如圖5所示。

圖5 考慮窄脈沖抑制時(shí)A區(qū)間段占空比輸出波形

通過(guò)上述區(qū)間計(jì)算，當(dāng)占空比接近100%，PWM占空比周期性切換時(shí)，也較易產(chǎn)生窄脈沖。假設(shè)本周期PWM占空比為Dm1、上橋臂占空比為Dt1、下橋臂占空比為Db1，下周期PWM占空比為Dm2、上橋臂占空比為Dt2、下橋臂占空比為Db2，當(dāng)Dm1處于E區(qū)間段、Dm2處于E 區(qū)間段，且2-Dm1-Dm2

圖6 未考慮窄脈沖抑制時(shí)M1狀態(tài)切換輸出波形

圖7 考慮窄脈沖抑制時(shí)M1狀態(tài)切換輸出波形

當(dāng)Dm1處于E區(qū)間段、Dm2處于F區(qū)間段，且1-Dm1

圖8 未考慮窄脈沖抑制時(shí)M2狀態(tài)切換輸出波形

圖9 考慮窄脈沖抑制時(shí)M2狀態(tài)切換輸出波形

當(dāng)Dm1處于F區(qū)間段、Dm2處于E區(qū)間段，且1-Dm2

圖10 未考慮窄脈沖抑制時(shí)M3狀態(tài)切換輸出波形

圖11 考慮窄脈沖抑制時(shí)M3狀態(tài)切換輸出波形

電驅(qū)控制軟件通過(guò)脈沖寬度調(diào)制算法得到PWM輸出周期和占空比，通過(guò)本文提出的窄脈沖抑制方案可將PWM周期和占空比轉(zhuǎn)換為PWM上升邊沿及下降邊沿計(jì)數(shù)值，并賦值給TC277主控芯片PWM輸出模塊的影子寄存器，當(dāng)本周期循環(huán)結(jié)束，開(kāi)啟下周期循環(huán)時(shí)，將PWM輸出影子寄存器的值賦給對(duì)應(yīng)的輸出寄存器，從而保證上個(gè)周期循環(huán)計(jì)算得到的PWM周期及占空比按照期望的波形輸出。

4 試驗(yàn)驗(yàn)證與分析

為了對(duì)本文的窄脈沖抑制方法進(jìn)行驗(yàn)證，基于搭載Infineon TC277主控芯片的控制器建立電機(jī)試驗(yàn)臺(tái)架，驗(yàn)證在調(diào)制比較高的工況下，占空比接近0或者100%時(shí)的窄脈沖抑制情況，以U相占空比為例，為電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)提供的母線電壓為400 V，在常溫條件下進(jìn)行測(cè)試。

4.1 測(cè)試工況1

設(shè)置IGBT模塊死區(qū)時(shí)間為2.3 μs、窄脈沖時(shí)間為2 μs、PWM輸出頻率為8 kHz、輸出占空比為0.5%：未執(zhí)行窄脈沖抑制算法時(shí)，PWM 輸出波形如圖12a 所示，即使下橋臂PWM輸出脈寬為1.25 μs，小于窄脈沖時(shí)間，也會(huì)進(jìn)行脈沖輸出；執(zhí)行本文提出的窄脈沖抑制算法時(shí)，PWM輸出波形如圖12b所示，針對(duì)PWM輸出占空比接近0時(shí)產(chǎn)生的窄脈沖實(shí)現(xiàn)了良好的抑制效果，避免了無(wú)效的開(kāi)關(guān)管動(dòng)作。

圖12 測(cè)試工況1輸出波形（Dm=0.5%）

4.2 測(cè)試工況2

設(shè)置IGBT模塊死區(qū)時(shí)間為2.3 μs、窄脈沖時(shí)間為2 μs、PWM輸出頻率為8 kHz、輸出占空比為99.4%：未執(zhí)行窄脈沖抑制算法時(shí)，PWM 輸出波形如圖13a 所示，即使上橋臂PWM輸出脈寬為1.5 μs，小于窄脈沖時(shí)間，也會(huì)進(jìn)行脈沖輸出；執(zhí)行本文提出的窄脈沖抑制算法時(shí)，PWM輸出波形如圖13b所示，針對(duì)窄脈沖實(shí)現(xiàn)了良好的抑制效果，避免了無(wú)效的開(kāi)關(guān)管動(dòng)作。

圖13 測(cè)試工況2輸出波形（Dm=99.4%）

4.3 測(cè)試工況3

設(shè)置IGBT模塊柵極驅(qū)動(dòng)電壓Vge=15 V、死區(qū)時(shí)間為2.3 μs、窄脈沖時(shí)間為0.8 μs，測(cè)試PWM 輸出存在的窄脈沖對(duì)IGBT模塊輸出集電極電壓Vce和集電極電流Ic的影響，具體測(cè)試結(jié)果如圖14所示，當(dāng)輸出PWM存在0.8 μs的窄脈沖時(shí)，Vce和Ic會(huì)存在短暫的過(guò)沖和驟降，Vce會(huì)由關(guān)管時(shí)的接近0 V迅速提高至511 V，Ic會(huì)由關(guān)管時(shí)的接近0 A迅速提高至834 A，在窄脈沖結(jié)束時(shí)又迅速下降。短暫的浪涌電壓輸出無(wú)益于電機(jī)動(dòng)力輸出，但會(huì)產(chǎn)生很多熱量及電壓沖擊現(xiàn)象，降低電機(jī)輸出效率。

圖14 測(cè)試工況3窄脈沖對(duì)IGBT模塊輸出的影響

由上述對(duì)比試驗(yàn)結(jié)果可知，基于Infineon TC277多核芯片運(yùn)行的電驅(qū)控制軟件，本文所述的窄脈沖抑制方法達(dá)到了完全消除PWM輸出的窄脈沖信號(hào)的效果，從而避免電機(jī)逆變器由于輸出PWM窄脈沖信號(hào)而引起的Vce浪涌電壓沖擊現(xiàn)象，降低IGBT模塊無(wú)效導(dǎo)通或者關(guān)斷對(duì)電機(jī)逆變器產(chǎn)生的損傷及熱損耗，達(dá)到保護(hù)逆變器IGBT 模塊和提高電機(jī)輸出效率的目的。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文提出了一種窄脈沖抑制方法，在分段式PWM占空比輸出的基礎(chǔ)上，充分考慮PWM死區(qū)和窄脈沖的前提下，根據(jù)占空比段的范圍詳細(xì)分析窄脈沖可能產(chǎn)生的位置：占空比較低時(shí)，在本次PWM輸出周期產(chǎn)生窄脈沖；占空比較高時(shí)，在本次PWM輸出向下周期PWM輸出切換時(shí)產(chǎn)生窄脈沖，并結(jié)合分析獲得的窄脈沖產(chǎn)生的具體位置，針對(duì)性抑制該位置產(chǎn)生的窄脈沖。試驗(yàn)結(jié)果表明，相對(duì)于傳統(tǒng)PWM輸出方案，本文方案能夠有效抑制PWM在過(guò)高或過(guò)低占空比時(shí)輸出的過(guò)小導(dǎo)通和過(guò)小關(guān)斷的窄脈沖，減少模塊集電極浪涌電壓沖擊，達(dá)到保護(hù)逆變器IGBT模塊和提升電機(jī)輸出效率的目的。