功率單元電熱性能仿真研究

王哲鈺 李敏 劉志強(qiáng)

（中國第一汽車股份有限公司研發(fā)總院，長春 130013）

1 前言

發(fā)展電動汽車是解決能源與環(huán)境危機(jī)的重要途徑之一[1-3]。電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)是電動汽車的關(guān)鍵部件，直接決定電動汽車的性能。功率器件損耗和逆變器效率影響電驅(qū)系統(tǒng)能量傳遞，因此在電驅(qū)系統(tǒng)設(shè)計過程中對功率單元進(jìn)行電熱性能仿真，獲取功率模塊損耗和逆變器效率，可以對系統(tǒng)設(shè)計起到驗證和指導(dǎo)作用。

Saber 是一款多技術(shù)、多領(lǐng)域的系統(tǒng)仿真產(chǎn)品，可用于電源變換器設(shè)計、伺服系統(tǒng)設(shè)計、數(shù)字模擬數(shù)?；旌想娐贩抡娴妊邪l(fā)場景，在汽車、航空、船舶、消費電子等領(lǐng)域應(yīng)用廣泛[4-6]。絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）、金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（Metal Oxide Semicon?ductor Field Effect Transistor，MOSFET）等功率器件作為電動汽車逆變器的重要組成部分，器件模型對逆變器性能仿真效果起到關(guān)鍵作用，精準(zhǔn)且快速地搭建出功率器件模型是逆變器性能仿真成功的關(guān)鍵。

本文基于Saber 軟件平臺，搭建電動汽車電驅(qū)系統(tǒng)仿真模型，包含功率模塊、永磁同步電機(jī)、空間矢量脈寬調(diào)制（Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM）控制算法等，實現(xiàn)特定工況條件下功率單元的性能仿真，針對仿真結(jié)果分析評價系統(tǒng)性能，并結(jié)合MATLAB生成效率MAP和損耗MAP。

2 逆變器系統(tǒng)電路原理

2.1 電路原理

電驅(qū)系統(tǒng)閉環(huán)控制的電路原理如圖1所示。

電驅(qū)系統(tǒng)采用矢量控制策略，給定電機(jī)轉(zhuǎn)矩，采集轉(zhuǎn)矩反饋、電流反饋、電機(jī)位置反饋等參數(shù)，經(jīng)過閉環(huán)控制輸出兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的給定電壓Uα、Uβ[7]，經(jīng)過空間矢量脈寬調(diào)制得到6路功率器件控制信號，輸入智能功率單元實現(xiàn)對逆變器內(nèi)功率器件的控制，智能功率單元的輸出為永磁同步電機(jī)的相電流、相電壓，最終實現(xiàn)對電動汽車驅(qū)動電機(jī)的控制。

進(jìn)行功率單元電熱性能仿真時主要關(guān)注功率模塊的電流能力、電壓尖峰、損耗和逆變器的效率，可以不考慮機(jī)械負(fù)載，從而在開環(huán)條件下進(jìn)行仿真，提高效率。電驅(qū)系統(tǒng)開環(huán)運行的電路原理如圖2所示。

圖2 電驅(qū)系統(tǒng)開環(huán)控制電路原理

給定電機(jī)輸出頻率、電機(jī)峰值相電壓和電壓補償，經(jīng)矢量控制算法轉(zhuǎn)化為兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的給定電壓Uα、Uβ，SVPWM 控制算法給出功率模塊控制信號，最后功率單元輸出驅(qū)動電機(jī)的電壓、電流，省去了閉環(huán)控制，簡化了仿真過程。

2.2 功率單元內(nèi)部結(jié)構(gòu)

功率單元作為逆變器的重要組成部分，包括IGBT、直流母線電容、驅(qū)動單元、母排及濾波單元等。功率單元電路結(jié)構(gòu)如圖3 所示，電源連接直流母排，電壓、電流經(jīng)電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI）濾波單元濾波、母線電容緩沖后輸入由6 個IGBT 組成的三相全橋逆變器，驅(qū)動單元將由SVPWM 控制算法輸出的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為能夠驅(qū)動IGBT的模擬信號，母線電容兩端并聯(lián)放電電阻用于電容的被動放電，逆變器的輸出經(jīng)交流母排輸入電機(jī)。

圖3 功率單元組成

3 IGBT仿真模型搭建

3.1 行為級模型

功率器件性能（如耐壓值、開關(guān)速度、開關(guān)損耗等）對電驅(qū)系統(tǒng)性能影響較大，研究電驅(qū)系統(tǒng)的性能前，首先要對功率器件進(jìn)行建模。本文功率模塊采用某IGBT 模塊，耐壓值為1 200 V。IGBT 行為模型僅通過描述不同的輸入?yún)?shù)及其輸出狀態(tài)來表示行為過程，不需要考慮器件內(nèi)部的工作原理，參數(shù)易獲取，計算速度快，主要用于電路仿真，能夠很好地反映IGBT 的靜態(tài)及動態(tài)開關(guān)響應(yīng)特性[8]，Saber軟件自帶的IGBT建模工具即基于行為模型，如圖4所示。

圖4 含有熱阻的IGBT行為級模型

3.2 基于Saber的IGBT建模方法

數(shù)據(jù)手冊為制造商在特定工況下測試模塊得到的結(jié)果，Saber 軟件自帶IGBT 建模工具M(jìn)odel Architect，使用描點法錄入數(shù)據(jù)手冊中的特性曲線，添加參數(shù)即可完成對IGBT 的建模。建模所需曲線主要包括：

a. IGBT 輸出特性（Ic-Vce），表征IGBT 模塊輸出集電極電流Ic與導(dǎo)通電壓Vce之間的關(guān)系；

b. IGBT 傳輸特性（Ic-Vge），表征IGBT 模塊輸出集電極電流Ic與柵極電壓Vge之間的關(guān)系；

c. 反向恢復(fù)二極管的正向特性（If-Vf），表征反向恢復(fù)二極管的正向?qū)娏鱅f與其導(dǎo)通壓降Vf的關(guān)系；

d.反向恢復(fù)二極管的反向恢復(fù)特性；

e.模塊的極間電容特性，直接影響IGBT模塊開關(guān)動作時的動態(tài)特性；

f.模塊柵極電荷特性，直接影響模塊的開通過程，進(jìn)而影響開通損耗的計算；

g. 模塊的動態(tài)特性，包括開通、關(guān)斷延遲時間td(on)、td(off)，開通、關(guān)斷損耗Eon、Eoff，上升、下降時間tr、tf；

h.模塊的熱阻特性，表征模塊封裝的散熱路徑及整個路徑上涉及的各種材料切換過程中的散熱特性的變化情況。

完成以上建模工作后，需對模型進(jìn)行雙脈沖仿真以驗證模型的準(zhǔn)確性，測試結(jié)果如圖5 所示。仿真工具中自帶動態(tài)特性測試電路，通過優(yōu)化使仿真結(jié)果與手冊值偏差在±10%范圍內(nèi)可視為建模完成。

圖5 雙脈沖仿真測試結(jié)果

4 逆變器系統(tǒng)仿真模型搭建

4.1 仿真條件

仿真中系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置為直流母線電壓700 V，逆變器最大輸出電流有效值不小于270 A。電機(jī)轉(zhuǎn)速范圍為500~16 000 r/min，電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩大于320 N·m。忽略交直流母排、放電電阻、濾波器等元件。IGBT模塊主要參數(shù)如表1所示。

表1 IGBT模塊主要參數(shù)

4.2 仿真模型搭建

搭建的逆變器系統(tǒng)開環(huán)仿真模型如圖6 所示，由母線電壓、相電壓及電頻率給定、SVPWM 控制、IGBT組成的三相全橋智能功率單元、負(fù)載電機(jī)模型組成。

圖6 逆變器系統(tǒng)開環(huán)仿真模型

設(shè)電機(jī)相電壓峰值為Uref，電機(jī)三相電壓ua、ub、uc分別為：

式中，t為時間。

最后使用克拉克（Clark）變換將三相靜止坐標(biāo)系下的相電壓給定轉(zhuǎn)化為兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓給定Uα、Uβ，輸出到SVPWM模型。

SVPWM 模型在Saber 軟件中采用MAST 語言編程，根據(jù)給定電壓Uα、Uβ輸出6 路數(shù)字控制信號S1~S6。功率單元模型包括母線電容模型、IGBT模型和冷卻溫度給定以及IGBT模塊的驅(qū)動單元。

逆變器的輸出功率Pout為電機(jī)三相瞬時功率之和，也是三相電機(jī)有功功率，為恒定值：

式中，Pa=uaia、Pb=ubib、Pc=ucic分別為a 相、b 相、c 相瞬時功率；ua、ub、uc分別為電機(jī)a 相、b 相、c 相電壓；ia、ib、ic分別為a相、b相、c相電流。

在仿真模型中分別引出電機(jī)三相電壓和三相電流，經(jīng)過上述運算即可得到逆變器輸出功率。

4.3 仿真方法

對于功率單元電熱性能，在直流母線電壓700 V、電機(jī)轉(zhuǎn)速4 500 r/min的工況下進(jìn)行仿真。根據(jù)系統(tǒng)性能需求，仿真結(jié)果需滿足：逆變器最大輸出電流有效值不小于270 A，IGBT 結(jié)溫小于150 ℃，IGBT輸出電壓Vce小于耐壓值1 200 V。

電機(jī)轉(zhuǎn)速n與電頻率f的關(guān)系滿足n=60f/np，其中np為電機(jī)極對數(shù)，取np=4，因此可通過改變給定電機(jī)輸出頻率來模擬轉(zhuǎn)速變化的工況。通過改變電機(jī)峰值電壓來改變電機(jī)相電流，進(jìn)而模擬轉(zhuǎn)矩變化的工況。在電機(jī)轉(zhuǎn)速為5 00~16 000 r/min，轉(zhuǎn)矩為0~320 N·m 的條件下，對逆變器效率和IGBT 損耗進(jìn)行仿真，最終生成效率MAP和IGBT損耗MAP。

5 仿真結(jié)果與分析

5.1 電熱性能仿真結(jié)果

在電機(jī)額定轉(zhuǎn)速4 500 r/min，即給定輸出頻率為300 Hz的工況下對逆變器電熱性能進(jìn)行仿真。

IGBT 輸出電壓Vce和總損耗pwrd仿真結(jié)果如圖7所示，由圖7 可知，IGBT 集電極與發(fā)射極兩端電壓Vce最大為744.62 V，低于耐壓值1 200 V，單個IGBT模塊總損耗pwrd平均值為480.26 W。

圖7 IGBT輸出電壓Vce和總損耗pwrd

電機(jī)三相電壓仿真結(jié)果及與三相電壓給定對比如圖8所示。由圖8可知，在SVPWM控制算法下，電壓中含有高頻信號，經(jīng)低通濾波后除去高頻分量得到如圖8b中所示的三相電壓ua、ub、uc，其幅值與電機(jī)三相電壓給定幅值基本一致，頻率為300 Hz。

圖8 電機(jī)三相電壓仿真結(jié)果及與三相電壓給定對比

電機(jī)三相電流仿真結(jié)果如圖9所示，根據(jù)電機(jī)實測數(shù)據(jù)，當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速為4 500 r/min時，即電機(jī)頻率為300 Hz時，相電流有效值為299 A時對應(yīng)電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩為336 N·m。

圖9 電機(jī)三相電流仿真結(jié)果及轉(zhuǎn)矩與電流的關(guān)系

IGBT 模塊的結(jié)溫曲線如圖10 所示，最高結(jié)溫為137.29 ℃，小于150 ℃。

圖10 IGBT結(jié)溫

根據(jù)IGBT 集電極與發(fā)射極兩端電壓Vce、電機(jī)相電流有效值和IGBT模塊的最高結(jié)溫仿真結(jié)果，功率單元電熱性能滿需求。

5.2 效率MAP繪制

通過對變電機(jī)轉(zhuǎn)速、變輸出轉(zhuǎn)矩等條件下逆變器性能的仿真，得到轉(zhuǎn)速為500~16 000 r/min、轉(zhuǎn)矩為0~320 N·m 工況下的逆變器輸入輸出功率、功率模塊損耗，利用MATLAB 軟件繪制逆變器效率MAP和功率模塊損耗MAP以便進(jìn)一步分析。

直流母線電壓700 V 下的IGBT 損耗MAP 如圖11 所示，最大損耗為550 W，根據(jù)損耗MAP 可以快速獲取不同轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩工況下的IGBT損耗。

圖11 IGBT損耗MAP

直流母線電壓700 V 下逆變器效率MAP 如圖12 所示，最高效率為98.44%。根據(jù)效率MAP 可以快速獲取不同轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩工況下的效率。

圖12 逆變器效率MAP

5.3 仿真實測閉環(huán)

在完成樣機(jī)試制后進(jìn)行電驅(qū)系統(tǒng)性能測試，獲取逆變器效率和功率模塊結(jié)溫測試數(shù)據(jù)，與仿真結(jié)果進(jìn)行閉環(huán)對比分析，結(jié)果如表3所示。

表3 仿真結(jié)果與實測對比

仿真獲取功率模塊最高結(jié)溫與實測數(shù)據(jù)相差5 ℃以內(nèi)，逆變器最高效率偏差為0.29 百分點，仿真誤差在允許范圍內(nèi)，仿真精度較高。

6 結(jié)束語

本文給出了基于Saber 的功率單元電熱性能模型搭建方法和仿真評價方法。通過逆變器建模與電熱性能仿真，得到了功率模塊的電熱特性仿真結(jié)果，滿足結(jié)溫需求，功率模塊耐壓在限值范圍內(nèi)，且具備所需電流能力，逆變器效率由效率MAP 表征，最高可達(dá)98.44%。

本仿真中功率模塊模型采用制造商提供的數(shù)據(jù)手冊搭建，與實際應(yīng)用存在差別，后續(xù)應(yīng)結(jié)合功率模塊雙脈沖測試對功率模塊的仿真模型進(jìn)行優(yōu)化，進(jìn)一步提高功率單元電熱性能仿真準(zhǔn)確性。