基于背靠背結(jié)構(gòu)的三電平PFC變換器研究

周沫函，萬 瑩

(1.三峽大學(xué)電氣與新能源學(xué)院，湖北 宜昌 443002；2.國網(wǎng)宜昌供電公司，湖北 宜昌 443000)

隨著時代的發(fā)展，電子裝置使用的電壓等級與所需功率不斷升高，傳統(tǒng)的解決方式已不能滿足需求，而三電平變換器作為提高輸出電壓的一種有效方式，因日益增長的需求，受到廣泛的關(guān)注。并且因大量的電子設(shè)備投入電網(wǎng)中，也使諧波在電網(wǎng)中的占比不斷上升，進(jìn)而造成諧波污染。所以國內(nèi)和國際陸續(xù)提出一些對諧波入網(wǎng)的限制要求，例如IEC61000-3-2與更嚴(yán)苛的61000-3-2C類標(biāo)準(zhǔn)[1-4]，為解決這類問題，前人提出不少方法，但最簡便與有效的方法仍是功率因數(shù)校正(power factor correction, PFC)技術(shù)，應(yīng)用場合非常廣泛。

背靠背結(jié)構(gòu)作為維也納整流器中常用的結(jié)構(gòu)，具有共模噪聲小，且結(jié)構(gòu)中2個開關(guān)管可同時驅(qū)動的特點[5]，可一定程度上降低控制復(fù)雜度。本文為解決圖1傳統(tǒng)三電平結(jié)構(gòu)控制復(fù)雜和兩電平電路中電壓等級不足的問題，結(jié)合三電平拓?fù)渑cPFC技術(shù)的優(yōu)勢，根據(jù)傳統(tǒng)三電平拓?fù)?，結(jié)合背靠背和Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，構(gòu)造出一種高可靠性、效率較高的新型拓?fù)洹?/p>

1 基于背靠背結(jié)構(gòu)的新型拓?fù)?/h2>

1.1 拓?fù)渫茖?dǎo)

圖1為2種常用的單相三電平拓?fù)浣M成結(jié)構(gòu)，其中圖1(a)為傳統(tǒng)三電平結(jié)構(gòu)，其開關(guān)管電壓應(yīng)力與開關(guān)損耗等方面較兩電平電路有明顯的改善，且由于其功率可雙向流通，常應(yīng)用于雙功率流動的應(yīng)用場合中；圖1(b)為常見的共漏極背靠背式結(jié)構(gòu)[6]，其不僅使共模噪聲減小，還可減小PFC電路產(chǎn)生的漏電流。本文利用圖1(b)結(jié)構(gòu)對圖1(a)所示鉗位式三電平拓?fù)溥M(jìn)行改造，提出TLBTB拓?fù)洌浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。與傳統(tǒng)三電平結(jié)構(gòu)相比，該拓?fù)洳粌H減少了開關(guān)管的使用數(shù)量，且增加了拓?fù)淠B(tài)的組合方式，提高了拓?fù)涞目煽啃浴?/p>

(a)傳統(tǒng)三電平結(jié)構(gòu)

(b)背靠背式結(jié)構(gòu)圖1 傳統(tǒng)三電平拓?fù)?/p>

圖2所示TLBTB因只考慮功率單向流通，故將圖1(a)中開關(guān)管橋臂S1-S8換成對稱二極管橋臂D1-D6，簡化拓?fù)涞目刂茝?fù)雜度,并在原本橋臂中間加入開關(guān)管S1與S2，控制零電平的輸出，又二極管D5與D6之間存在電流倒灌風(fēng)險，故加入S3控制該路通斷，減少拓?fù)溥\(yùn)行風(fēng)險；而開關(guān)管S4和S5的漏極相連，構(gòu)成共漏極背靠背結(jié)構(gòu)，降低拓?fù)涞目刂茝?fù)雜度，且構(gòu)成三電平回路，拓展了拓?fù)涞膽?yīng)用場合。

圖2 基于背靠背結(jié)構(gòu)三電平變換器拓?fù)?/p>

由文獻(xiàn)[7]中所提拓?fù)涞闹骰芈放c兩電容中點的拓?fù)浣M合方式與所提TLBTB組合方式相同，可得出一種適用于大部分拓?fù)涞倪B接方式，可證明該拓?fù)渚哂幸欢ǖ哪K化形式，在實際應(yīng)用場合中有更大的應(yīng)用范圍，但在本文中不作贅述。

1.2 工作模態(tài)分析

為驗證本文所提TLBTB的有效性，對圖2中拓?fù)溥M(jìn)行工作原理分析,該拓?fù)涞?種不同工作模態(tài)下的主回路路徑圖如圖3所示，其中圖3(a)-(f)為TLBTB在1個開關(guān)周期內(nèi)的6種工作狀態(tài)。為簡化分析，設(shè)定理想條件：①所有元件均不考慮寄生參數(shù)影響；②直流輸出電壓恒定，R為純阻性負(fù)載[8]。

(a)工作模態(tài)1

(b)工作模態(tài)2

(c)工作模態(tài)3

(d)工作模態(tài)4

(e)工作模態(tài)5

(f)工作模態(tài)6圖3 工作模態(tài)主回路路徑圖

模態(tài)1：見圖3(a)，開關(guān)管全部關(guān)斷，D2-D4導(dǎo)通，電源US通過電感L給電容C1、C2和負(fù)載R輸送能量，此時流過電感的電流iL下降，其中，橋臂電壓Uab=+Udc。

模態(tài)2：見圖3(b)，開關(guān)管S3、S4導(dǎo)通，二極管僅有D4導(dǎo)通，電感L放電對C1充電，電流依次流過二極管D4、電容C1和S3-S5，此時橋臂電壓Uab=+Udc/2。

模態(tài)3：見圖3(c)，工作于電源負(fù)半周期，開關(guān)管僅有S1開通，且US經(jīng)過開關(guān)管S1給電感L充電，電容C1、C2同時向負(fù)載R放電，因L充電原因，iL絕對值線性上升；此時，橋臂電壓Uab=0。

模態(tài)4：見圖3(d)，電源處于負(fù)半周期的工作狀態(tài)，開關(guān)管S2、S3開通，其中電源US通過2個開關(guān)管S2和S3實現(xiàn)電感L儲能，與模態(tài)3對應(yīng)，流過電感的電流iL同樣線性上升，電容C1、C2同時對負(fù)載R供能，橋臂電壓Uab=0。

模態(tài)5：見圖3(e)，電源處于負(fù)半周期的工作狀態(tài)，與模態(tài)2互補(bǔ)，僅有開關(guān)管S2導(dǎo)通，其余開關(guān)管全部關(guān)斷，電流依次流過S2、S4、S5、D8、C2、D3和S1，此時橋臂電壓Uab=-Udc/2。

模態(tài)6：見圖3(f)，電源處于負(fù)半周期的工作狀態(tài)，除開關(guān)管S3外全部關(guān)斷，D1、D5和D6正向?qū)?，電容C1、C2充電，在電源電壓的絕對值大于直流輸出電壓的中一半時，電感L放電，電感電流iL下降，橋臂電壓Uab=-Udc。

由上述模態(tài)分析，可得開關(guān)脈沖分配關(guān)系，如表1所示，列出各模態(tài)下拓?fù)錉顟B(tài)，其中S1-S5為開關(guān)管狀態(tài)。1表示開關(guān)管處于導(dǎo)通狀態(tài)；0表示開關(guān)管處于關(guān)斷狀態(tài)[9]。

表1 開關(guān)脈沖分配表

2 控制與調(diào)制策略

圖4 控制框圖

本文采用同相載波層疊SPWM調(diào)制技術(shù)實現(xiàn)脈沖信號分配。其調(diào)制的基本思想是將4個頻率相等、幅值相同的三角載波連續(xù)疊層放置形成載波組，并使其完全分布在三電平(也可稱為五電平)變換器的線性調(diào)制區(qū)間內(nèi)，在正弦調(diào)制波位于零軸之上時，將調(diào)制波與載波v1、v2比較，若調(diào)制波大于載波v1則輸出1電平，若調(diào)制波小于v1但大于v2則輸出1/2電平，而小于v2則輸出趨近零的正電平，簡稱零電平；負(fù)半周期與正半周期對應(yīng)，也由2組三角載波v3、v4比較輸出2種負(fù)電平和零電平[13-14]，圖5(a)為SPWM調(diào)制原理圖，畫出了SPWM載波調(diào)制的開關(guān)狀態(tài)選擇模塊。圖5(b)為拓?fù)銽LBTB的開關(guān)管脈沖分配示意圖，該方法的橋臂電壓uab的電平是固定的，其利用圖5(a)中原理得到輸出的對應(yīng)區(qū)間，再由表1中不同模態(tài)下元件狀態(tài)量進(jìn)行脈沖分配，就可得到拓?fù)錁虮壑g的三電平階梯波型。

(a)調(diào)制原理圖

(b)開關(guān)管脈沖分配示意圖圖5 SPWM調(diào)制原理

3 損耗分析

本文所提TLBTB損耗主要由開關(guān)管損耗與二極管損耗構(gòu)成[15-16]，本節(jié)對上述2種損耗進(jìn)行計算，得出所提新型拓?fù)鋼p耗并與傳統(tǒng)三電平損耗對比，繪制效率曲線圖。

當(dāng)電流流過開關(guān)管即MOSFET完全導(dǎo)通時，開關(guān)管類似于通態(tài)電阻，此時會產(chǎn)生通態(tài)損耗Ps-con，即

(1)

式中：RDs為開關(guān)通態(tài)電阻值；IS(t)為流過開關(guān)管電流隨時間變化的函數(shù)值。

當(dāng)開關(guān)管開通時，開關(guān)管電流延遲上升，同時其承受電壓下降，從而產(chǎn)生開通損耗的Ps-on，即

(2)

式中：tDr與tr對應(yīng)延遲上升時間與上升時間；fsw對應(yīng)開關(guān)管開關(guān)頻率。

當(dāng)驅(qū)動電路驅(qū)動MOSFET時，會有驅(qū)動電流隨著時間變化產(chǎn)生驅(qū)動電荷，發(fā)生此過程時會產(chǎn)生驅(qū)動損耗Pdrive，且驅(qū)動損耗與開關(guān)頻率也有關(guān)系。

Pdrive=VdriveQgfsw

(3)

式中：驅(qū)動電荷Qg可利用輸入電容Ciss、柵極與漏極之間電荷Cgd與驅(qū)動電壓Vdrive計算，可表示為

Qg=0.9VdriveCiss+Qgd

(4)

綜上，開關(guān)管損耗由上述4種損耗組成：

Ps-mos=Ps-con+Ps-on+Ps-off+Pdrive

(5)

在二極管開通瞬間，其承受電壓較正常時會急速上升，經(jīng)過一段時間tfr后才會恢復(fù)正常，故將產(chǎn)生開通損耗Pdon，可表示為

(6)

式中：Vmf為二極管正向電壓恢復(fù)最大電壓；Vf是正向恢復(fù)電壓的典型值；tfr為二極管正向恢復(fù)時間。

二極管在導(dǎo)通時可等效為電阻RD，因此二極管通態(tài)損耗可表示為

(7)

而關(guān)斷損耗是由二極管的反向恢復(fù)電流造成的，根據(jù)其關(guān)斷時的特性，可得關(guān)斷損耗Pdoff，即

(8)

式中：trr為二極管反向恢復(fù)時間。

二極管損耗則由開通、通態(tài)與關(guān)斷損耗組成，故所提拓?fù)涞亩O管損耗PD為式(6)—(7)的和。

由以上分析可得出所提TLBTB拓?fù)渑c傳統(tǒng)三電平拓?fù)湓诓煌?fù)載下(100%滿載為1 kW)的效率曲線[17]如圖6所示。

圖6 損耗對比圖

4 仿真驗證

為驗證本文所提TLBTB的可行性，搭建參數(shù)如表2所示的輸出直流400 V，額定功率為1 kW的仿真模型。

表2 電路試驗參數(shù)

圖7(a)為直流側(cè)輸出電壓波形，可知直流側(cè)電壓穩(wěn)定在400 V，實現(xiàn)了拓?fù)渖龎汗δ堋D7(b)為拓?fù)涞臉虮垭妷篣ab，可知拓?fù)淇蓪崿F(xiàn)三電平狀態(tài)。

(a)直流側(cè)輸出電壓波形

(b)橋臂電壓波形圖7 2種輸出電壓波形圖

圖8為交流側(cè)電壓US與電感電流iL的波形圖，其中為便于比較,將電壓絕對值縮小10倍。由圖8可知，出現(xiàn)電壓電流同相位現(xiàn)象,實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。圖9表示拓?fù)涞拈_關(guān)脈沖分配圖，其中Vref為設(shè)定的正弦調(diào)制波，S1-S5為5個開關(guān)管的脈沖仿真圖,與圖5(b)脈沖分配基本一致。

圖8 輸入電壓與電感電流圖

圖9 TLBTB開關(guān)脈沖分配仿真圖

5 結(jié)語

本文根據(jù)背靠背結(jié)構(gòu)在傳統(tǒng)三電平基礎(chǔ)上作出改變，提出一種基于背靠背結(jié)構(gòu)的三電平變換器，并對該拓?fù)渑c其采用的控制及調(diào)制策略進(jìn)行理論分析，再根據(jù)仿真驗證其可行性，結(jié)果表明該拓?fù)淠軌蜻_(dá)到功率因數(shù)校正的要求，且有脈沖分配、控制系統(tǒng)簡單及效率較高等特點，不僅證明了所提TLBTB拓?fù)涞目尚行?，還說明其有較強(qiáng)的應(yīng)用價值。