基于三諧振的副邊變補(bǔ)償感應(yīng)電能傳輸充電系統(tǒng)

欽超，楊金明，林學(xué)偉，孫杰杉，蔣志杰

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州 510641)

近年來，由于安全、方便、應(yīng)用場(chǎng)景廣等優(yōu)點(diǎn)，感應(yīng)電能傳輸(inductive power transfer，IPT)技術(shù)正在獲得越來越多的青睞[1-4]。該技術(shù)可實(shí)現(xiàn)電氣隔離，解決常規(guī)插拔系統(tǒng)諸多安全問題，已廣泛應(yīng)用于電動(dòng)汽車、終端消費(fèi)電子產(chǎn)品、醫(yī)療設(shè)備等領(lǐng)域。這些應(yīng)用場(chǎng)景(尤其是當(dāng)前“雙碳”目標(biāo)背景下共享電動(dòng)車的廣泛使用)均需要對(duì)電池進(jìn)行充電。電池充電過程為：先以恒流模式充電，當(dāng)電壓達(dá)到閾值時(shí)轉(zhuǎn)為恒壓模式充電，電流降至相應(yīng)的閾值時(shí)，充電過程完成[5]，如圖1所示。

圖1 典型鉛酸蓄電池充電曲線

IPT系統(tǒng)恒流恒壓充電的實(shí)現(xiàn)方法目前主要有2種。第一種方法是實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)反饋控制，借助優(yōu)化算法[6]或?qū)δ孀兤鬟M(jìn)行變頻控制[7]，可以實(shí)現(xiàn)恒流或恒壓輸出。這類控制方法增加了IPT系統(tǒng)的控制復(fù)雜度，有的系統(tǒng)可能需要原邊(發(fā)射線圈)副邊(接收線圈)相互通信[8]，在涉及頻率調(diào)節(jié)時(shí)容易引起頻率分裂現(xiàn)象[9-10]。第二種方法是變結(jié)構(gòu)補(bǔ)償，由電感器、電容器等無源元件組成恒流恒壓補(bǔ)償拓?fù)潆娐?，在滿足條件的時(shí)候借助開關(guān)進(jìn)行拓?fù)淝袚Q，也可實(shí)現(xiàn)恒流恒壓充電[11]。文獻(xiàn)[12]提出在蓄電池電壓上升到閾值電壓時(shí)利用2個(gè)單刀雙擲開關(guān)將S-P補(bǔ)償切換成S-SP補(bǔ)償，可以實(shí)現(xiàn)蓄電池的恒流恒壓充電；但不能保證在恒流輸出時(shí)原邊電流和電壓同相，且原邊狀態(tài)易受副邊工作狀態(tài)影響。文獻(xiàn)[13-14]均提出多種恒流恒壓充電副邊補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)切換方案，并具體研究了LCC-LCC/S變結(jié)構(gòu)拓?fù)洌瑢?shí)現(xiàn)零相位角(zero-phase angle，ZPA)；但所用無源元件都較多，且副邊補(bǔ)償電感器在整個(gè)充電過程中都工作，不利于提高系統(tǒng)效率。為實(shí)現(xiàn)恒流恒壓充電，文獻(xiàn)[15]所提方法不僅需要調(diào)節(jié)逆變器輸出頻率，而且要在原邊投切電容器。文獻(xiàn)[16]提出一系列用于IPT變換器的高階補(bǔ)償電路，以滿足恒流或恒壓輸出的要求，突破了磁耦合機(jī)構(gòu)參數(shù)的約束。文獻(xiàn)[17]提出的雙LCL變補(bǔ)償恒流恒壓充電系統(tǒng)具有恒流和恒壓模式下功率因數(shù)為1的特點(diǎn)，但所用的器件較多。文獻(xiàn)[18]提出在輸入電壓恒定時(shí),只使用1個(gè)開關(guān)切換改變?cè)呇a(bǔ)償電容器從而實(shí)現(xiàn)副邊恒流恒壓切換輸出的方法；但該方法需要原副邊之間通信，且沒有實(shí)現(xiàn)ZPA。文獻(xiàn)[19]提出在副邊電路增加1個(gè)開關(guān)和1個(gè)附加電容器的方法，實(shí)現(xiàn)對(duì)電池的恒流恒壓切換充電；但恒流和恒壓模式下不能同時(shí)實(shí)現(xiàn)ZPA。文獻(xiàn)[20]提出在副邊電路增加1個(gè)開關(guān)和1個(gè)附加電容器的方法，實(shí)現(xiàn)對(duì)電池的恒流恒壓切換充電；但恒流和恒壓模式下均不能實(shí)現(xiàn)ZPA。文獻(xiàn)[21]提出在副邊電路增加2個(gè)開關(guān)和1個(gè)附加電容器的方法，在實(shí)現(xiàn)ZPA特性的基礎(chǔ)上對(duì)電池進(jìn)行恒流恒壓切換充電；但原邊線圈電流易受副邊電路影響。文獻(xiàn)[22]提出在副邊電路增加2個(gè)開關(guān)和1個(gè)附加電容器的方法，實(shí)現(xiàn)對(duì)電池的恒流恒壓切換充電，充電電流可配置；但所用無源元件較多。文獻(xiàn)[23]提出一種基于發(fā)射側(cè)T/F變結(jié)構(gòu)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的恒流恒壓型感應(yīng)式無線充電系統(tǒng)，該系統(tǒng)同時(shí)具備恒流恒壓特性以及ZPA特性；但所用無源元件和開關(guān)器件較多。文獻(xiàn)[24]提出的S-S/P變補(bǔ)償電路所用器件較少；但逆變部分需要相移調(diào)制及變頻控制，原邊線圈電流不能保持恒定，充電電流不可配置。

本研究提出一種基于三諧振的副邊變補(bǔ)償拓?fù)洌涸叢捎肔CL補(bǔ)償保證原邊線圈電流恒定，副邊采用三諧振補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)恒流充電，通過副邊交流開關(guān)切換[21]變?yōu)镾補(bǔ)償，恒壓模式復(fù)用了恒流模式的補(bǔ)償元件。首先，分析提出拓?fù)涞墓ぷ魈匦?，并研究器件寄生參?shù)對(duì)恒流恒壓輸出的影響，以及互感和負(fù)載變化對(duì)系統(tǒng)輸出功率和傳輸效率的影響。該方法所用器件較少，充電電流可配置，輸出功率的提高不受磁耦合機(jī)構(gòu)參數(shù)的限制，恒流恒壓充電均實(shí)現(xiàn)ZPA，且恒流模式充電時(shí)可在不影響恒流輸出的前提下，通過調(diào)整1個(gè)電感的值來實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)(zero-voltage switch，ZVS)或零電流開關(guān)(zero-current switch，ZCS)。其次，結(jié)合工作特性推導(dǎo)過程，給出基于三諧振的副邊變補(bǔ)償拓?fù)涞恼w參數(shù)設(shè)計(jì)過程。最后，根據(jù)推導(dǎo)分析(下文第1章)及參數(shù)設(shè)計(jì)流程(下文第2章)設(shè)計(jì)系統(tǒng)參數(shù)，搭建4 A、28 V的樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證該方法的正確性和可行性。

1 基于三諧振的IPT充電系統(tǒng)分析

圖2 IPT系統(tǒng)副邊等效電路

a)當(dāng)Z3不為無窮大(即不斷路)時(shí)，由基爾霍夫電壓定律和電流定律可得

(1)

當(dāng)Z1、Z2、Z3滿足

Z1+Z2+Z3=0

(2)

時(shí)，可得

(3)

由式(2)及Z1為感性阻抗可知，Z2、Z3至少有1個(gè)為容性阻抗。多個(gè)電感串并聯(lián)時(shí)可簡化為1個(gè)電感，多個(gè)電容串并聯(lián)時(shí)可簡化為1個(gè)電容。當(dāng)3個(gè)不能再簡化的儲(chǔ)能元件各自的阻抗之和為0且達(dá)到三者共同諧振的狀態(tài)時(shí)，本文定義這種狀態(tài)為“三諧振”。當(dāng)Z2也為感性阻抗時(shí)，Z1、Z2可簡化為1個(gè)感性阻抗，此時(shí)式(2)相當(dāng)于1個(gè)感性阻抗和1個(gè)容性阻抗發(fā)生諧振；當(dāng)Z2為容性阻抗時(shí)，Z1、Z2、Z3實(shí)現(xiàn)三諧振狀態(tài)。此時(shí)Z3的2種取值對(duì)應(yīng)2種恒流輸出電路。

b)當(dāng)Z3為無窮大(即斷路)時(shí)，由基爾霍夫電壓定律可得

(4)

當(dāng)Z1、Z2、Z4滿足

Z1+Z2+Z4=0

(5)

根據(jù)以上分析，可以構(gòu)造出2種副邊變補(bǔ)償恒流恒壓IPT充電系統(tǒng)，分別如圖3(a)、3(b)所示，即三諧振CLC/S變補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和三諧振LCC/S變補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，圖中：UDC為逆變器的輸入直流電壓；Q1、Q2、Q3、Q4分別為4個(gè)增強(qiáng)型N溝道金屬-氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)構(gòu)成單相全橋逆變電路；Iin為全橋逆變電路的輸出電流；Uin為全橋逆變電路的輸出電壓；L1、C1分別為IPT系統(tǒng)原邊補(bǔ)償電感器(電感值L1)、電容器(電容值C1)，與原邊線圈LP(自感值LP)一起構(gòu)成原邊LCL補(bǔ)償拓?fù)?；IP、IS分別為流過原邊、副邊線圈的電流；M為原副邊線圈之間的互感；LS為副邊線圈(自感值Ls)；電容器C2(電容值C2)、C3(電容值C3)與LS一起構(gòu)成三諧振補(bǔ)償電路；L2為補(bǔ)償電感器(電感值L2)；S1為交流開關(guān)，S2為交流單刀雙擲開關(guān)；Iout為由二極管D1、D2、D3、D4組成的整流橋的輸入電流；Uout為整流橋的輸入電壓；C5為并在電池等效電阻器兩端的濾波電容器(電容值C5)；T1為并在補(bǔ)償電感器L2兩端的雙向瞬態(tài)電壓抑制二極管(TVS)；RB為電池的等效電阻；UB、IB分別為整流后的充電電壓、充電電流。

圖3 基于三諧振的副邊變補(bǔ)償恒流恒壓IPT充電系統(tǒng)

圖3(a)所示電路用的無源元件(尤其是由多個(gè)電容通過串并聯(lián)方式得到的補(bǔ)償電容)數(shù)量較多，且補(bǔ)償電容器C2上的電壓應(yīng)力較高，既提高了成本，增大了體積，又降低了可靠性；而圖3(b)所示電路恒壓模式復(fù)用了恒流模式的補(bǔ)償元件，利用了三諧振參數(shù)約束關(guān)系，且補(bǔ)償電容器C2上的電壓應(yīng)力較低：因此，本文選擇圖3(b)所示電路來實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)恒流恒壓輸出。

(6)

(7)

電池等效電阻RB滿足歐姆定律，即

(8)

1.1 恒流充電模式

當(dāng)開關(guān)S1閉合，開關(guān)S2的“1”和“2”相連時(shí)，此時(shí)系統(tǒng)的拓?fù)錇長CL-LCC結(jié)構(gòu)。用受控電壓源來表示原邊線圈和副邊線圈的互感電壓[26]，可以得到系統(tǒng)恒流充電模式的等效電路，如圖4所示，圖中ω為系統(tǒng)的工作角頻率，Req為整流橋的等效負(fù)載電阻。

圖4 恒流模式系統(tǒng)等效電路

由基爾霍夫電壓定律可得方程組

(9)

由式(7)、(8)可得

(10)

系統(tǒng)工作角頻率ω、電感L1、原邊線圈自感LP、副邊線圈自感Ls、原邊補(bǔ)償電容C1、副邊補(bǔ)償電感L2、副邊補(bǔ)償電容C2和C3之間滿足關(guān)系式(11)—(14)﹝其中式(13)即前文所述三諧振方程﹞：

(11)

(12)

(13)

(14)

為保證系統(tǒng)工作頻率穩(wěn)定，系統(tǒng)恒流充電工作角頻率

(15)

將式(11)—(15)代入式(9)，可得流過等效負(fù)載電流

(16)

(17)

當(dāng)滿足式(14)條件時(shí)，式(17)可簡化為

(18)

由式(16)—(18)可知，系統(tǒng)工作于恒流模式時(shí)，通過選擇合適電感值(即副邊補(bǔ)償電感L2的額定值)，可以使系統(tǒng)的輸入阻抗為純阻性(即可以實(shí)現(xiàn)ZPA)，理論上沒有無功功率的輸入，從而將更多的能量傳遞到負(fù)載端，有助于提高系統(tǒng)效率。同時(shí)，由式(16)可知，L2的值并不影響恒流輸出值，可以在一定范圍內(nèi)通過改變L2的值來調(diào)整系統(tǒng)工作于ZVS或ZCS狀態(tài)。適當(dāng)減小L2，輸入阻抗呈弱感性，利于實(shí)現(xiàn)ZVS，相量圖如圖5(a)所示；適當(dāng)增大L2，輸入阻抗呈弱容性，利于實(shí)現(xiàn)ZCS，相量圖如圖5(b)所示。

圖5 輸入阻抗呈弱感性和弱容性相量圖

由于電容采用多電容并聯(lián)實(shí)現(xiàn)，其內(nèi)阻很小，可忽略不計(jì)。當(dāng)考慮電感、原邊線圈和副邊線圈內(nèi)阻時(shí)，由基爾霍夫電壓定律可得方程組

(19)

解式(19)可得，考慮器件內(nèi)阻時(shí)恒流模式等效負(fù)載電流

(20)

其中：

(21)

B=jωLP+RP，

(22)

(23)

(24)

(25)

(26)

理想情況下和考慮器件內(nèi)阻時(shí)4 A恒流充電電流IB隨等效負(fù)載電阻Req變化曲線如圖6所示。

圖6 理想情況、考慮內(nèi)阻時(shí)4 A恒流充電電流與負(fù)載電阻關(guān)系

由圖6可以看出，在考慮器件內(nèi)阻情況下：當(dāng)Req增大時(shí)，實(shí)際輸出電流會(huì)呈現(xiàn)降低趨勢(shì)；在Req較小時(shí)，實(shí)際恒流輸出和理想恒流輸出之間誤差很小。在給電池恒流恒壓充電的過程中，Req不斷增大，這對(duì)電池的恒流充電過程是有利的。

此時(shí)系統(tǒng)輸出功率

(27)

傳輸網(wǎng)絡(luò)總損耗

(28)

系統(tǒng)的傳輸效率

(29)

系統(tǒng)輸出功率Pout與等效負(fù)載電阻Req、耦合系數(shù)k的關(guān)系如圖7所示。由圖7知：k較小時(shí)，Pout等級(jí)都較低；隨著k的增大，Pout等級(jí)明顯提高，增大k有助于提高IPT系統(tǒng)的Pout等級(jí)。

圖7 恒流模式下系統(tǒng)輸出功率與負(fù)載電阻、耦合系數(shù)關(guān)系

系統(tǒng)傳輸效率η與等效負(fù)載電阻Req、耦合系數(shù)k的關(guān)系如圖8所示。由圖8可知：k一定時(shí)，η隨著Req的增大總體上逐漸降低(這是由于考慮器件內(nèi)阻時(shí)，隨著Req的增大，恒流輸出電流值呈減小趨勢(shì))，且k越大，隨著Req的增大，η下降越快；當(dāng)Req一定時(shí)，η并非隨著k的增大而一直增大，且Req越大，實(shí)現(xiàn)η最大需要的k越小。

圖8 恒流模式下系統(tǒng)傳輸效率與負(fù)載電阻、耦合系數(shù)關(guān)系

圖9展示了歸一化輸出電流與C2、C3、L2的歸一化參數(shù)之間的關(guān)系。根據(jù)圖9可知：電容C3的參數(shù)對(duì)恒流輸出值的影響比較明顯；電容C2的參數(shù)向上或向下偏差均會(huì)使恒流輸出值減小；電感L2的變化不影響恒流輸出值。

圖9 歸一化恒流輸出電流與C2、C3、L2歸一化參數(shù)關(guān)系

圖10展示了L2歸一化參數(shù)對(duì)輸入阻抗相角的影響。根據(jù)圖10可知：附加電感L2取值比額定值略小時(shí)，輸入阻抗呈弱感性，利于實(shí)現(xiàn)ZVS；取值比額定值略大時(shí)，輸入阻抗呈弱容性，利于實(shí)現(xiàn)ZCS，便于在不影響恒流輸出值的前提下實(shí)現(xiàn)逆變器軟開關(guān)的調(diào)節(jié)。這與圖5展示的結(jié)論是一致的。

圖10 輸入阻抗相角與L2歸一化參數(shù)關(guān)系

綜上，可以在大于0.1的寬范圍內(nèi)選取耦合系數(shù)，以保證恒流充電較高的輸出功率等級(jí)和傳輸效率，且最好在Req較小的時(shí)候進(jìn)行恒流充電。同時(shí)，要保證副邊電容C2、C3的參數(shù)偏差盡量小一點(diǎn)，以穩(wěn)定恒流輸出。

1.2 恒壓充電模式

當(dāng)開關(guān)S1斷開，開關(guān)S2的“1”和“3”相連時(shí)，此時(shí)系統(tǒng)的拓?fù)渥優(yōu)長CL-S結(jié)構(gòu)。根據(jù)互感等效模型，恒壓充電電路可等效為圖11所示的電路。

圖11 恒壓模式系統(tǒng)等效電路

圖11中的C3也可以通過圖12(a)、(b)、(c)3種方式組合獲得，但圖12(a)、(b)中的方法使得附加電容器及相應(yīng)的切換開關(guān)的電流應(yīng)力提高了1倍，圖12(c)所示方法使得附加電容器及相應(yīng)的切換開關(guān)的電壓應(yīng)力提高了1倍；因此，本文采取的方法相對(duì)來說有利于減少無源元件數(shù)量，同時(shí)降低部分無源元件和開關(guān)器件的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力，從而在一定程度上提高系統(tǒng)可靠性。

圖12 補(bǔ)償電容C3的幾種獲得方式

由基爾霍夫電壓定律可得方程組

(30)

其中，系統(tǒng)工作角頻率ω、電感L1、原邊線圈自感LP、副邊線圈自感LS、原邊補(bǔ)償電容C1、副邊補(bǔ)償電容C2、C3之間同樣滿足關(guān)系式(13)、(15)，這樣可以確保整個(gè)充電系統(tǒng)頻率穩(wěn)定。于是可得系統(tǒng)的等效負(fù)載電壓

(31)

(32)

可知，恒壓充電模式時(shí)的系統(tǒng)輸入阻抗也呈純阻性，也可實(shí)現(xiàn)ZPA。

當(dāng)考慮電感、原邊線圈和副邊線圈內(nèi)阻時(shí)，由基爾霍夫電壓定律可得方程組

(33)

此時(shí)恒壓輸出

(34)

理想情況下和考慮器件內(nèi)阻時(shí)28 V恒壓充電電壓UB隨Req變化曲線如圖13所示。由圖13可知，考慮器件內(nèi)阻時(shí)，恒壓充電電壓值會(huì)比理想情況下略低，尤其是在Req較小的時(shí)候。

圖13 理想情況、考慮內(nèi)阻時(shí)28V恒壓充電電壓與負(fù)載電阻關(guān)系

系統(tǒng)輸出功率Pout與等效負(fù)載電阻Req、耦合系數(shù)k的關(guān)系如圖14所示，可知，恒壓充電時(shí)，Pout隨著Req的增加明顯下降，恒壓充電后期Pout較低。

圖14 恒壓模式下系統(tǒng)輸出功率與負(fù)載、耦合系數(shù)關(guān)系

系統(tǒng)傳輸效率η與等效負(fù)載電阻Req、耦合系數(shù)k的關(guān)系如圖15所示，可知，k較小時(shí)η較低，k大于0.1時(shí)，總體上η都很高。

圖15 恒壓模式下系統(tǒng)傳輸效率與負(fù)載、耦合系數(shù)關(guān)系

2 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)

在實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)景中，當(dāng)已知磁耦合機(jī)構(gòu)參數(shù)LP、LS、M和系統(tǒng)頻率f時(shí)，可求出角頻率ω、電感L1、補(bǔ)償電容C1及補(bǔ)償電容C2、C3串聯(lián)等效電容。此時(shí)，當(dāng)已知充電電壓UB時(shí)，可求出系統(tǒng)輸入直流電壓UDC及逆變器輸出高頻交流電壓的基波有效值Uin。結(jié)合需要的充電電流IB，便可求出副邊關(guān)鍵器件參數(shù)L2、C2、C3。

可結(jié)合實(shí)際需求，根據(jù)圖5、圖10來調(diào)節(jié)L2的值，來使系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)ZPA、ZVS或ZCS。由圖6和圖13可知，考慮器件內(nèi)阻時(shí)，恒流輸出值和恒壓輸出值都比理想情況下略低；因此，可通過適當(dāng)增大逆變器輸入直流電壓UDC及Uin，來適當(dāng)提高和穩(wěn)定恒流輸出值和恒壓輸出值。分析充電模式可知，磁耦合機(jī)構(gòu)的耦合系數(shù)可以在大于0.1的寬范圍內(nèi)，保證2種工作模式下實(shí)現(xiàn)較高的效率和較高的功率等級(jí)，本文實(shí)驗(yàn)設(shè)置在0.4左右。

該方法參數(shù)配置靈活，可以根據(jù)IPT系統(tǒng)恒流充電實(shí)際需要的恒定充電電流值，來配置補(bǔ)償電容C3的大小，再據(jù)此來匹配其他相關(guān)參數(shù)，從而滿足在IPT系統(tǒng)恒壓輸出值不受影響的前提下，實(shí)現(xiàn)多級(jí)恒流輸出。該方法使得系統(tǒng)輸出功率的提高不受磁耦合機(jī)構(gòu)尺寸參數(shù)的限制。

2.1 原邊參數(shù)設(shè)計(jì)

當(dāng)磁耦合機(jī)構(gòu)參數(shù)LP、LS和M已知時(shí)，由式(11)、(12)知，

L1=LP.

(35)

由式(11)可知，

(36)

由式(9)和式(30)可得，原邊線圈恒定電流有效值

IP=ωC1Uin.

(37)

由式(37)可知，當(dāng)系統(tǒng)工作角頻率ω、原邊補(bǔ)償電容C1以及逆變器輸出電壓基波有效值Uin不變時(shí)，IPT系統(tǒng)原邊線圈電流恒定。此時(shí)，副邊復(fù)雜工作情況(尤其是不同充電電流情況)不會(huì)影響原邊線圈電流。

2.2 副邊參數(shù)設(shè)計(jì)

a)恒壓配置。由式(1)、(2)、(31)可得UDC與UB之間關(guān)系：

(38)

當(dāng)UB已知的時(shí)候，可求出參數(shù)UDC和Uin。由式(30)、(31)可得

(39)

b)恒流配置。由式(1)、(2)、(11)可得UDC與IB之間關(guān)系：

(40)

當(dāng)IB、UDC已知時(shí)，由式(40)可求得參數(shù)C3，同理，由式(39)可得參數(shù)C2值。由式(14)、(40)可得參數(shù)L2值，即

(41)

式(35)—(41)給出了基于三諧振的副邊變補(bǔ)償恒流恒壓IPT充電系統(tǒng)的具體參數(shù)設(shè)計(jì)方法，系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)流程如圖16所示。由已知的系統(tǒng)參數(shù)規(guī)格，按照該方法配置的IPT充電系統(tǒng)，可以在實(shí)現(xiàn)多等級(jí)恒流和恒壓充電的同時(shí)實(shí)現(xiàn)ZPA、ZVS或ZCS。

圖16 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)流程

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提出的基于三諧振的副邊變補(bǔ)償恒流恒壓IPT充電系統(tǒng)的正確性和有效性，參照?qǐng)D3(b)所示系統(tǒng)結(jié)構(gòu)搭建了圖17所示簡化實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。原副邊線圈采用外徑2.97 mm、截面積3.53 mm2的利茲線，原副邊線圈尺寸均為10匝300 mm×300 mm，間距為35 mm，且中心軸重合，無橫向和縱向偏移。實(shí)驗(yàn)中采用MMKP82系列諧振電容器，整流二極管型號(hào)為PFR20L45，采用ITECH公司生產(chǎn)的電子負(fù)載IT8513C+來模擬電池等效電阻RB的變化[19]。具體的系統(tǒng)電路參數(shù)：系統(tǒng)工作頻率f=100 kHz；直流源輸出電壓UDC=64 V；原邊補(bǔ)償電容C1= 45.289 nF；原邊補(bǔ)償電感L1=55.93 μH；原副邊線圈之間互感M=26.03 μH；原邊線圈電感LP=55.93 μH；副邊線圈電感LS=57.23 μH；恒流補(bǔ)償電容C2= 52.553 nF；恒流補(bǔ)償電容C3=280.499 nF；恒流補(bǔ)償電感L2=9.03 μH；原副邊線圈之間距離d=35 mm。

DSP—數(shù)字信號(hào)處理器，digital signal processor的縮寫。

在恒流充電階段，電池等效電阻RB由5 Ω按0.2 Ω增量依次增加到7 Ω，充電電流IB穩(wěn)定在4 A左右，充電電壓UB從20 V增加到28 V左右；在恒壓充電階段，RB由8 Ω變化到72 Ω，UB穩(wěn)定在28 V左右，IB逐漸降低至0.4 A左右。

圖18所示為恒流模式逆變器輸出電壓uin、輸出電流iin、充電電壓UB、充電電流IB的波形。圖18(a)中RB=5 Ω，此時(shí)Pout=82.51 W，η=84.89%；圖18(b)中RB=7 Ω，此時(shí)Pout=107.43 W，η=84.79%。這2個(gè)工況對(duì)應(yīng)的IB分別為4.062 A和3.917 A，電流變化率為3.57%。圖18(c)是恒流充電時(shí)RB由5 Ω突變?yōu)? Ω的過渡過程波形。由圖18知，在RB發(fā)生變化時(shí)，uin和iin幾乎始終同相位，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)ZPA，IB基本穩(wěn)定。同時(shí)，恒流充電時(shí)IB隨RB的增大而降低，這與理論分析部分結(jié)論一致，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖18 恒流模式逆變器輸出電壓、輸出電流、充電電壓及充電電流波形

圖19所示為恒壓模式逆變器輸出電壓uin、輸出電流iin、充電電壓UB、充電電流IB的波形。圖19(a)中RB=12 Ω，此時(shí)Pout=65.57 W，η=90.69%；圖19(b)中RB=72 Ω，此時(shí)Pout=11.85 W，η=82.87%。這2個(gè)工況對(duì)應(yīng)UB分別為28.049 V和29.223 V，電壓變化率為4.19%。系統(tǒng)在恒壓模式下UB基本保持恒定，uin和iin基本保持同相位。

圖19 恒壓模式逆變器輸出電壓、輸出電流、充電電壓及充電電流波形

圖20所示為充電模式切換時(shí)，開關(guān)S1和S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)電壓udr、補(bǔ)償電感器L2的端電壓uL2以及流過L2的電流iL2的波形?？梢?，采用并聯(lián)雙向TVS管的方法可以有效抑制電感產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。

圖20 模式切換時(shí)電感器L2電壓、電流波形

圖21所示為充電模式切換時(shí)，逆變器輸出電壓uin、輸出電流iin、充電電壓UB、充電電流IB的波形?？梢钥闯?，切換時(shí)刻UB和IB基本保持穩(wěn)定。

圖21 模式切換時(shí)逆變器輸出電壓、輸出電流、充電電壓、電流波形

圖22所示為系統(tǒng)的充電電流IB和充電電壓UB隨電池等效電阻RB的自然對(duì)數(shù)變化而變化的曲線。虛線左側(cè)為恒流模式，虛線右側(cè)為恒壓模式。

圖22 系統(tǒng)充電電流和充電電壓隨ln(RB/Ω)變化曲線

恒流充電時(shí)，IB從4.062 A逐漸下降到3.917 A，此過程中IB幾乎保持恒定；恒壓充電時(shí)，RB從12 Ω增大到72 Ω的過程中，UB從28.049 V逐漸上升到29.223 V，此過程中UB幾乎保持恒定輸出。

圖23所示為系統(tǒng)效率η隨著電池等效電阻RB自然對(duì)數(shù)變化而變化的曲線。恒流充電時(shí)，η基本維持在85%；恒壓充電時(shí)，η由最初的89.67%先上升至91.1%，然后逐漸下降到最后的82.87%。整個(gè)充電過程中，η都維持在80%以上，保持ZPA充電，不引入無功功率，可以實(shí)現(xiàn)相對(duì)較高的充電效率。

圖23 系統(tǒng)效率隨ln(RB/Ω)變化曲線

4 結(jié)論

本文提出一種基于三諧振的副邊變補(bǔ)償拓?fù)?，?shí)現(xiàn)IPT充電系統(tǒng)恒流和恒壓切換輸出。恒流模式下電流變化率僅為3.57%，恒壓模式下電壓變化率僅為4.19%，整體效率維持在80%以上，最高效率達(dá)91.1%。該方法恒壓模式復(fù)用恒流模式的補(bǔ)償元件，器件利用率較高，可降低部分無源元件和開關(guān)器件的電壓和電流應(yīng)力，一定程度上有利于移動(dòng)設(shè)備小型化和降低系統(tǒng)成本；原邊線圈電流恒定，可提高IPT系統(tǒng)效率，避免原副邊通信，簡化系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)和控制復(fù)雜性，在“一對(duì)多”等需要原邊工作穩(wěn)定而不受副邊復(fù)雜情況影響的應(yīng)用場(chǎng)景中優(yōu)勢(shì)更明顯。恒流模式可通過調(diào)節(jié)電感靈活設(shè)置系統(tǒng)工作于ZPA、ZVS或ZCS狀態(tài)。在應(yīng)用中可根據(jù)恒流充電需求來配置副邊補(bǔ)償電容，再據(jù)此匹配其他相關(guān)參數(shù)，實(shí)現(xiàn)多級(jí)恒流充電，提高功率等級(jí)，僅通過替換副邊幾個(gè)補(bǔ)償元件就可以實(shí)現(xiàn)多級(jí)恒流多級(jí)功率輸出，不局限于磁耦合機(jī)構(gòu)的尺寸及參數(shù)。這種方法比重新設(shè)計(jì)磁耦合機(jī)構(gòu)在時(shí)間和成本上都更具有優(yōu)勢(shì)，應(yīng)用場(chǎng)景廣泛。