高功率因數(shù)諧振式無(wú)橋型LED 驅(qū)動(dòng)電源

黃 聰，曹克煜，劉雪山，周 群，賀明智

（四川大學(xué)電氣工程學(xué)院，成都 610065）

隨著AC-DC 開關(guān)變換器的大量使用，其向電網(wǎng)中注入的諧波電流已經(jīng)成為電網(wǎng)中最主要的諧波污染源之一。為減少電力電子設(shè)備對(duì)電網(wǎng)的諧波污染，歐盟的IEC 61000-3-2 Class C、中國(guó)的GB/T 14549—93《電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧波》 等標(biāo)準(zhǔn)對(duì)電力電子設(shè)備輸入電流的各次諧波提出了限制要求[1]。功率因數(shù)校正PFC（power factor correction）技術(shù)可以有效減小輸入電流諧波，提高電力電子設(shè)備的功率因數(shù)，因此在LED 驅(qū)動(dòng)電源等領(lǐng)域中得到了廣泛應(yīng)用[2-3]。

傳統(tǒng)的AC-DC LED 驅(qū)動(dòng)電源需要在交流輸入端加整流橋[4-7]，這增加了驅(qū)動(dòng)電源的導(dǎo)通損耗，降低了效率。為解決這一問題，許多學(xué)者對(duì)無(wú)橋PFC變換器展開了研究[8-11]。文獻(xiàn)[9]提出了一種反激類無(wú)橋PFC 變換器，該變換器為了防止輸入能量向輸出直通，需要設(shè)置較大的變壓器匝比，進(jìn)而增加了有源開關(guān)的電壓應(yīng)力。文獻(xiàn)[10]提出的Boost 類無(wú)橋PFC 變換器無(wú)法實(shí)現(xiàn)降壓輸出，限制了其單級(jí)PFC 應(yīng)用。文獻(xiàn)[11]提出了一種無(wú)橋功率因數(shù)校正變換器，該變換器利用拓?fù)涞碾p極性增益特性實(shí)現(xiàn)了無(wú)橋輸入，但該變換器僅能實(shí)現(xiàn)單路輸出，無(wú)法實(shí)現(xiàn)多路均流輸出，限制了其在大功率LED 驅(qū)動(dòng)等領(lǐng)域的應(yīng)用。

本文在文獻(xiàn)[4]的基礎(chǔ)上提出一種高功率因數(shù)諧振式無(wú)橋型LED 驅(qū)動(dòng)電源。該驅(qū)動(dòng)電源利用諧振網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)正負(fù)極性增益，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)無(wú)橋輸入，降低驅(qū)動(dòng)電源的導(dǎo)通損耗。同時(shí)，利用諧振電容的電荷平衡實(shí)現(xiàn)各輸出支路均流，解決并聯(lián)LED 串的均流驅(qū)動(dòng)問題。該驅(qū)動(dòng)電源中的雙向有源開關(guān)僅采用一個(gè)控制信號(hào)，簡(jiǎn)化控制電路。本文對(duì)該LED 驅(qū)動(dòng)電源的工作模態(tài)及工作特性進(jìn)行理論分析，最后搭建一臺(tái)98 W 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證該驅(qū)動(dòng)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性和有效性。

1 工作原理分析

本文所提出的諧振式無(wú)橋型高功率因數(shù)LED驅(qū)動(dòng)電源的主電路及其控制電路如圖1 所示。主電路由輸入LC 濾波器、變壓器T（等效成由勵(lì)磁電感Lm、理想變壓器、漏感Lk組成）、雙向開關(guān)S1、S2、諧振電容Cr、二極管D1、D2、輸出電容C1、C2及負(fù)載LEDs1、LEDs2組成。此LED 驅(qū)動(dòng)電源采用恒定導(dǎo)通時(shí)間COT（constant on-time）控制，用于實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正與輸出電流的控制。通過(guò)控制環(huán)路，輸出支路1 的電流io1被調(diào)節(jié)為Vref/Rs，其中Vref為控制環(huán)路的參考電壓，Rs為輸出電流的采樣電阻，從而實(shí)現(xiàn)恒流輸出。利用諧振電容Cr的電荷平衡可實(shí)現(xiàn)支路1 和支路2 的均流輸出，因此通過(guò)控制支路1的電流恒定即可實(shí)現(xiàn)對(duì)支路2 電流的恒流控制。

圖1 LED 驅(qū)動(dòng)電源及其控制電路Fig.1 LED driver and its control circuit

2 工作特性分析

2.1 工作模態(tài)分析

為了簡(jiǎn)化分析，先做出如下假設(shè)：

（1）輸入電壓Vin（t）=Vmsin（ωt），Vm為交流電壓幅值，ω 為交流電壓角頻率；電網(wǎng)工頻周期T 遠(yuǎn)大于變換器開關(guān)周期Ts，即T ?Ts；輸入電壓在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可近似不變。

（2）變壓器由勵(lì)磁電感Lm、匝比為np∶ns=1∶n 的理想變壓器和二次側(cè)漏感Lk組成，其中Lm?Lk。

（3）諧振電容Cr遠(yuǎn)小于輸出濾波電容C1和C2。令C1=C2且輸出濾波電容足夠大，使輸出電壓保持不變。兩路LED 負(fù)載參數(shù)相同。除了變壓器以外，所有電子元件都是理想的，忽略其寄生參數(shù)影響。

由于所提驅(qū)動(dòng)電源相對(duì)于交流輸入的正負(fù)半周具有對(duì)稱的電路結(jié)構(gòu)，因此，在交流輸入電壓的正負(fù)半周，驅(qū)動(dòng)電源的工作模態(tài)類似。在此僅對(duì)輸入電壓正半周的工作模態(tài)進(jìn)行分析。

圖2 為所提驅(qū)動(dòng)電源工作在斷續(xù)導(dǎo)通模式DCM（discontinuous conduction mode）下的主要波形，其中t0～t2對(duì)應(yīng)d1Ts，t2～t3對(duì)應(yīng)d2Ts。在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)，該LED 驅(qū)動(dòng)電源存在4 個(gè)工作模態(tài)，對(duì)應(yīng)的模態(tài)電路如圖3 所示。

圖2 所提LED 驅(qū)動(dòng)電源的主要波形Fig.2 Key waveforms of the proposed LED driver

圖3 各模態(tài)的等效電路Fig.3 Equivalent circuits in different modes

模態(tài)1[t0～t1]：t0時(shí)刻，開關(guān)管S1、S2導(dǎo)通，輸入電壓加在勵(lì)磁電感Lm上，勵(lì)磁電感電流iLm線性上升。變壓器二次側(cè)漏感Lk和諧振電容Cr開始諧振，二極管D1因承受正向電壓而導(dǎo)通，電容C1提供電壓Vo1給LED 供電。在開關(guān)周期開始時(shí)刻，勵(lì)磁電感電流iLm=0，可得

式中：VCr為諧振電容電壓；ΔVCr為諧振電容電壓的幅值；；iD1為二極管D1的電流。

可得一次電流ip為

模態(tài)2[t1～t2]：t1時(shí)刻，開關(guān)管S1、S2繼續(xù)導(dǎo)通。二極管D1的電流iD1諧振到0，實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷ZCS（zero current switching），此時(shí)一次電流ip=iLm，繼續(xù)線性上升，輸出電容C1足夠大，繼續(xù)給LED 供電，諧振電容電壓VCr保持t1時(shí)刻的電壓不變，則有

模態(tài)3[t2～t3]：t2時(shí)刻，開關(guān)管S1和S2關(guān)斷，為保持勵(lì)磁電感電流iLm的流通路徑，理想變壓器和二極管D2、諧振電容Cr及輸出電容C2為其提供通路，二次電流is反向下降到0，D2實(shí)現(xiàn)了ZCS。又因?yàn)檎鬯愕蕉蝹?cè)的勵(lì)磁電感n2Lm?Lk，此時(shí)is反向線性下降到0，則有

根據(jù)式（8）和（9）可得

式中，iD2為二極管D2的電流。

由圖2 和圖3 可知，諧振電容Cr在模態(tài)1 充電、在模態(tài)3 放電。根據(jù)電容電荷平衡原理，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)Cr的電荷量之和為0。由此可得

式中，Qch、Qdis分別為Cr的充電電荷量和放電電荷量。

根據(jù)式（3）和式（11）可以推導(dǎo)出其變化量ΔVCr為

式中：d1為開關(guān)管S1、S2的導(dǎo)通占空比；d2為二極管D2的導(dǎo)通占空比。

模態(tài)4[t3～t4]：t3時(shí)刻，ip和is均減至0，因?yàn)檩敵鲭娙軨1和C2足夠大，保持輸出電壓Vo1和Vo2不變繼續(xù)給LED 供電至t4時(shí)刻。t4時(shí)刻，該模態(tài)結(jié)束，開始下一個(gè)開關(guān)周期。

由以上模態(tài)分析可知，該LED 驅(qū)動(dòng)電源無(wú)論是交流正半周輸入，還是交流負(fù)半周輸入，負(fù)載端均可以實(shí)現(xiàn)正電壓輸出，因此該LED 驅(qū)動(dòng)電源具有正負(fù)極性增益特性，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)了變壓器原邊無(wú)整流二極管的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

2.2 輸出支路均流特性

諧振電容Cr在模態(tài)1 充電、在模態(tài)3 放電。根據(jù)電容電荷平衡原理，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)Cr的充電電荷量Qch和放電電荷量Qdis之和為0。由此可得在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流過(guò)二極管D1、D2的平均電流iD1-avg、iD2-avg相等，即有

由式（1）、式（6）、式（11）可以進(jìn)一步求得一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流過(guò)二極管D1、D2的平均電流為

由勵(lì)磁電感Lm伏秒平衡可得

式中，VCr-avg為諧振電容電壓的平均值。

由式（2）、式（7）、式（10）可得，模態(tài)3 中諧振電容電壓平均值VCr-avg為

將式（16）代入式（17）中可得

將式（18）代入式（15）可得

由此可得輸出電流表達(dá)式為

利用Matlab 的曲線擬合，可得其近似等式為

將式（21）代入式（20）中，可以得到半個(gè)工頻周期內(nèi)輸出電流表達(dá)式為

根據(jù)式（22）可知，輸出電流io1=io2，即利用諧振電容Cr的電荷平衡實(shí)現(xiàn)了支路1 和支路2 的均流輸出，因此通過(guò)控制支路1 的電流恒定即可實(shí)現(xiàn)對(duì)支路2 電流的恒流控制。

2.3 諧振電容的選取

將式（22）化簡(jiǎn)可得

根據(jù)模態(tài)分析可知，要使二極管D1在模態(tài)1實(shí)現(xiàn)ZCS，需要滿足2d1-minTs＞Tr，這里d1-min為最大輸入電壓時(shí)對(duì)應(yīng)的最小占空比，Tr為諧振周期，將其化簡(jiǎn)可得

將式（23）代入式（24）中可得

式中，Vm-max為Vm的最大值。

根據(jù)模態(tài)分析可知，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，要使模態(tài)3 中變壓器勵(lì)磁電感復(fù)位，需滿足Vo2-VCr-max（t）＞0，因?yàn)樵趖2時(shí)刻VCr（t）滿足最大，則可得

將式（13）、式（18）、式（23）代入式（26），可得

將參數(shù)Lm=420 μH，Lk=1 μH，Vm-max=339.36 V，Vo1=Vo2=70 V，io1=0.7 A，n=1/3,Ts=20 μs，π=3.14 代入式（24）和式（27）中，可以得到330 nF＜Cr＜680 nF。

2.4 輸出電容的選取

假設(shè)變換器的傳輸效率為100%，則輸入功率等于輸出功率。由瞬時(shí)功率平衡原則，可得

式中，Po為輸出功率。式（28）包含2 倍工頻的交流分量，可以求得輸出紋波電壓vrip表達(dá)式為

由式（29）可得，輸出紋波電流irip表達(dá)式以及輸出濾波電容表達(dá)式為

式中，Δvrip-pp為輸出電壓紋波的峰峰值，取Δvrip-pp為5 V，代入相應(yīng)參數(shù)到式（31）中，最終選擇電解電容容值為660 μF。

2.5 輸入電流

圖4 為該LED 驅(qū)動(dòng)電源在一個(gè)工頻周期T 內(nèi)的關(guān)鍵波形。

圖4 一個(gè)工頻周期內(nèi)LED 驅(qū)動(dòng)電源關(guān)鍵波形Fig.4 Key waveforms of the proposed LED driver in one line cycle

以工頻交流正半周輸入為例，結(jié)合第2.1 節(jié)工作特性分析可知，在一個(gè)Ts內(nèi)，變壓器一次側(cè)電流平均值ip-avg由勵(lì)磁電感電流與次級(jí)電流耦合到初級(jí)的電流疊加而成，其表達(dá)式為

將式（1）、式（3）、式（6）、式（13）代入式（32）中，可得

將式（18）代入式（33），在T/2 內(nèi)輸入電流為

圖5 給出了半個(gè)工頻周期內(nèi)不同α 取值下輸入電流的變化曲線。由圖5 可知，當(dāng)α 取值越小，輸入電流正弦度越高，相應(yīng)功率因數(shù)越高。

圖5 α 對(duì)輸入電流iin 的影響Fig.5 Effect of α on input current iin

2.6 效率理論分析

同文獻(xiàn)[4]提出的電路拓?fù)湎啾龋倦娐吠負(fù)湓谧儔浩饕淮蝹?cè)減少了整流橋，增加了一個(gè)開關(guān)管，變壓器二次側(cè)結(jié)構(gòu)相同。因此僅對(duì)一次側(cè)的整流橋和開關(guān)管的導(dǎo)通損耗做出理論分析。

在一個(gè)Ts內(nèi)，由變壓器一次電流引起的整流橋?qū)〒p耗Pbr-i為

式中，Vbr為整流橋二極管的導(dǎo)通壓降。將式（18）、式（23）代入式（35）中，可得在半個(gè)工頻周期內(nèi)整流橋的導(dǎo)通損耗Pbr為

在一個(gè)Ts內(nèi)，由變壓器一次電流引起的開關(guān)管導(dǎo)通損耗Pmos-i為

式中，Ron為開關(guān)管的導(dǎo)通電阻。將式（18）、式（23）代入式（37）中，可得T/2 內(nèi)開關(guān)管的導(dǎo)通損耗Pmos為

由式（36）和式（38）可知，當(dāng)輸出電壓和輸出負(fù)載不變，即輸出功率不變時(shí)。整流橋和開關(guān)管的導(dǎo)通損耗主要由輸入電壓決定，輸入電壓越低，導(dǎo)通損耗越大，效率越低；輸入電壓越高，導(dǎo)通損耗越低，效率越高。在110 V 交流電壓輸入時(shí)，將Vbr=0.6 V、Ron=0.65 Ω、Vo1=Vo2=70 V、io1=0.7 A、π=3.14 代入式（36）和式（38）中，可以得到Pbr≈1.17 W、Pmos≈0.59 W，整流橋和開關(guān)管導(dǎo)通損耗相差0.58 W。

2.7 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)拓展

利用諧振電容的充放電平衡原理，添加相應(yīng)的均流支路到本文提出的高功率因數(shù)諧振式無(wú)橋型LED 驅(qū)動(dòng)電源拓?fù)渲校憧赏卣沟玫絥 路輸出的無(wú)橋LED 驅(qū)動(dòng)電源拓?fù)?，其拓?fù)淙鐖D6 所示。

圖6 n 路輸出無(wú)橋LED 驅(qū)動(dòng)電源拓?fù)銯ig.6 Topology of multi-output bridgeless LED driver

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證上述理論分析的正確性及可行性，搭建了一臺(tái)98 W 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖7 所示。該樣機(jī)輸入交流電壓為100～240 V；兩路輸出均為70 V/700 mA；有源開關(guān)管S1、S2型號(hào)為15N65；變壓器型號(hào)為PQ3525、Lm=420 μH、Lk=1 μH、np∶ns=3∶1；Cr為470 nF/100 V；二極管D1、D2型號(hào)為ES5J；每路輸出采用2個(gè)330 μF/100 V 電解電容并聯(lián)濾波；控制芯片采用FL6961；誤差放大器采用TSM103。

圖7 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.7 Experimental prototype

實(shí)驗(yàn)樣機(jī)關(guān)鍵測(cè)試波形如圖8 所示。

圖8 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)關(guān)鍵測(cè)試波形Fig.8 Key test waveforms of prototype

圖8（a）和（b）分別為輸入電壓有效值Vrms110 V和220 V 輸入電壓Vin和輸入電流iin波形，可以看出iin跟隨Vin保持同相位，說(shuō)明該電源具有較好的功率因數(shù)校正功能。結(jié)合第2.3 節(jié)分析可知，當(dāng)輸出電壓不變，輸入電壓110 V 比220 V 低，相應(yīng)α 也低，因此輸入電壓110 V 對(duì)應(yīng)的iin正弦度越高，功率因數(shù)也越高；圖8（c）和（d）分別為Vrms110 V 和220 V 時(shí)，該變換器工作在DCM 模式下的變壓器一次側(cè)電流ip和二次側(cè)電流is的波形。可以看出，Ts為20 μs，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間和輸入電壓大小有關(guān)，輸入電壓越低，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng)。圖8（e）為Vrms220 V 時(shí)兩路LED 負(fù)載的穩(wěn)態(tài)電流波形，可以看出兩路電流較好地實(shí)現(xiàn)了均流輸出。

在本臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)平臺(tái)基礎(chǔ)上，通過(guò)增加整流橋和減少開關(guān)管，采用相同的控制方式以及輸入輸出規(guī)格，比較文獻(xiàn)[4]所提LED 驅(qū)動(dòng)電源和本文所提無(wú)橋LED 驅(qū)動(dòng)電源功率因數(shù)和效率。2 種變換器的PF與效率隨輸入電壓變化的曲線對(duì)比如圖9 所示。

圖9 PF 值與效率隨輸入電壓變化的曲線Fig.9 Curves of PF and efficiency against input voltage

由圖9 可知，本文所提LED 驅(qū)動(dòng)電源功率因數(shù)接近于文獻(xiàn)[4]所提LED 驅(qū)動(dòng)電源，而效率明顯高于文獻(xiàn)[4]所提LED 驅(qū)動(dòng)電源。當(dāng)輸入110 V 時(shí)，由第2.6 節(jié)理論推導(dǎo)得出本文所提驅(qū)動(dòng)電源比文獻(xiàn)[4]所提驅(qū)動(dòng)電源的功率損耗低0.58 W，實(shí)際測(cè)量值也比較符合，驗(yàn)證了理論推導(dǎo)的正確性。

4 結(jié)語(yǔ)

本文在文獻(xiàn)[4]的基礎(chǔ)上提出了一種高功率因數(shù)諧振式無(wú)橋型LED 驅(qū)動(dòng)電源，該驅(qū)動(dòng)電源利用諧振網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)了正負(fù)極性增益，消除了交流輸入端的整流橋，降低了變換器的導(dǎo)通損耗。同時(shí)，利用諧振電容電荷平衡實(shí)現(xiàn)了各輸出支路均流，解決了并聯(lián)LED 串的均流驅(qū)動(dòng)問題。本文所提驅(qū)動(dòng)電源中的雙向有源開關(guān)僅采用一個(gè)控制信號(hào)，簡(jiǎn)化了控制電路，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、輸出升降壓、電氣隔離等優(yōu)點(diǎn)。詳細(xì)分析了該驅(qū)動(dòng)電源工作在DCM 模式的工作模態(tài)和工作特性，最后搭建了一臺(tái)98 W 的樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該驅(qū)動(dòng)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性和有效性。