Boost 型無頻閃諧振降壓式LED 驅(qū)動電源分析與設(shè)計

劉文菡，劉雪山，賀明智，周 群，孫 曼

（四川大學(xué)電氣工程學(xué)院，成都 610044）

高亮度發(fā)光二極管（high brightness LED）以其光效高、色域?qū)?、壽命長、體積小等優(yōu)點，被廣泛用于替代傳統(tǒng)的冷陰極熒光燈和白熾燈[1-2]。為減少電力電子設(shè)備對電網(wǎng)的諧波污染，GB/T14549-93 《電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧波》、歐盟IEC61000-3-2 Class C等標(biāo)準(zhǔn)對電力電子設(shè)備輸入電流的各次諧波提出了限制要求[3]。因此，研究具有功率因數(shù)校正PFC（power factor correction）的LED 驅(qū)動電源具有重要意義。

近年來，體積小、效率高的高功率因數(shù)單級LED 驅(qū)動電源逐漸進入人們的視野。傳統(tǒng)的單級Buck PFC 變換器具有開關(guān)管電壓應(yīng)力低、效率高以及降壓變換的特點，非常適于非隔離型場合。但當(dāng)輸入電壓低于輸出電壓時，輸入電流會出現(xiàn)死區(qū)，導(dǎo)致功率因數(shù)降低，難以達到IEC61000-3-2 Class C 的規(guī)定，尤其是當(dāng)輸出電壓較高的應(yīng)用場合[4-5]。傳統(tǒng)的單級Buck-Boost PFC 變換器可同時實現(xiàn)升壓和降壓變換，還具有固有的電流整形能力、成本低的特點。但是，與Buck 和Boost PFC 變換器相比，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，Buck-Boost PFC 變換器的所有輸出能量均來自于主電感存儲的能量，導(dǎo)致Buck-Boost PFC 變換器的電磁兼容性差、效率低、電流和電壓應(yīng)力高[6]。傳統(tǒng)的單級Boost PFC 變換器具有效率高、輸入電流紋波低、電磁兼容性好以及具有輸入電流整流能力的特點，是PFC 應(yīng)用中最受歡迎的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，特別是當(dāng)主電感電流工作在臨界導(dǎo)通模式時。但是，Boost PFC 變換器只能實現(xiàn)升壓變換輸出，在一定程度上限制了其作為單級功率變換器的應(yīng)用范圍[7-8]。此外，這3 種PFC變換器的輸出電壓中含有較大的二倍頻紋波，對于一些需要高質(zhì)量、高精度、低輸出紋波供電的應(yīng)用，這三種單級非隔離式變換器難以滿足要求，而且作為LED 驅(qū)動電源時還會導(dǎo)致頻閃，對人類健康帶來一定的影響[9-10]。因此，為了消除LED 頻閃，通常需要在單級PFC 變換器后級聯(lián)DC-DC 變換器以消除二倍頻紋波[11]。整合式Boost-Flyback LED 驅(qū)動電源通過單個開關(guān)管將前級Boost PFC 變換器與后級Flyback DC-DC 變換器進行級聯(lián)整合，利用一個控制回路實現(xiàn)高功率因數(shù)和低電流紋波輸出，但其中間儲能電容的電壓過高會影響電路的性能[12]。二次型Boost 變換器利用單個開關(guān)管將前級Boost PFC變換器與后級Boost DC-DC 變換器進行整合，具有高功率因數(shù)、低電流紋波輸出以及低電壓應(yīng)力的特點[13]。但二次型Boost 變換器的輸出電壓必須至少高于輸入電壓的峰值，在一定程度上限制了其應(yīng)用范圍，例如作為LED 驅(qū)動電源的使用。在交流輸入（200～240 V）功率變換器中，二次型Boost PFC 變換器的輸出電壓會達到400 V 以上，這使得二次型Boost PFC 變換器主要作為前級變換器使用。

本文基于二次型Boost 變換器提出一種Boost型無頻閃諧振降壓式LED 驅(qū)動電源，利用一個開關(guān)管將二次型Boost 變換器與一個諧振網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)整合。搭建了一臺84 W 的實驗樣機，對該LED 驅(qū)動電源理論分析的正確性和可行性進行驗證。

1 電路結(jié)構(gòu)

圖1 為本文提出的LED 驅(qū)動電源的電路及其控制回路。功率回路由整流橋Dbridge、輸入濾波電感Lf、輸入濾波電容Cf、勵磁電感L1及L2、儲能電容CB、開關(guān)管S1、續(xù)流二極管Di（i=1，2，6）、諧振電容Cri（i=1，2）和二極管Dj（j=3，4，5）及諧振電感Lr組成的諧振網(wǎng)絡(luò)、輸出二極管Do、輸出電容Co、LED負(fù)載以及采樣電阻Rs組成。

圖1 Boost 型無頻閃諧振降壓式LED 驅(qū)動電源及其控制回路Fig.1 Flicker-free resonant step-down LED driver based on Boost topology and its control loop

該LED 驅(qū)動電源采用電壓快環(huán)控制回路實現(xiàn)低紋波恒流輸出控制。控制環(huán)路中，誤差放大器EA1 將輸出信號vrs和控制回路參考電壓Vref進行比較并得到誤差電壓ve。比較器CMP1 將ve與鋸齒波信號進行比較并得到復(fù)位信號vre。輸出電流iLED被調(diào)整為Vref/Rs，實現(xiàn)恒流輸出。當(dāng)S1關(guān)閉時，鋸齒波發(fā)生器復(fù)位至0；當(dāng)RS 觸發(fā)器的置位端子為高電平時，鋸齒波發(fā)生器將被置位。RS 觸發(fā)器置位端子的輸入信號是電感L2的零電流檢測ZCD（zero current detection）信號，其中ZCD 信號由電感L2的輔助繞組產(chǎn)生。因此，電感L2的電流工作在臨界導(dǎo)通模式CRM（critical conduction mode）。因為CB上的電壓紋波較小，在一個工頻周期內(nèi)，開關(guān)管的導(dǎo)通時間基本保持不變，因此電感L1的電流工作在斷續(xù)導(dǎo)通模式DCM（discontinuous conduction mode），即可實現(xiàn)功率因數(shù)校正。

當(dāng)L2工作在連續(xù)導(dǎo)通模式CCM（continuous conduction mode）時，由于后級DC-DC 變換單元占空比不隨輸出負(fù)載變化而變化，與前級工作于DCM 的AC-DC 變換單元共用占空比后導(dǎo)致變換器工作不穩(wěn)定。當(dāng)L2工作在DCM 時存在電感電流為0 的死區(qū)，相對于CCM 和CRM，電感電流峰值增大，使得開關(guān)管和二極管的電流應(yīng)力增大。而CRM是介于CCM 和DCM 之間的一種工作模式，相對于DCM，開關(guān)器件的電流應(yīng)力更低，可以實現(xiàn)續(xù)流二極管的零電流關(guān)斷，且電感更易于設(shè)計，故本文將電感L2的電流設(shè)計在CRM 下。

2 工作原理分析

為簡化分析過程，做如下假設(shè)：①所有元件均為理想器件；②開關(guān)頻率fs遠大于工頻頻率fL，即fs?fL；③輸入電壓為全波整流后的電壓，即|vin（t）|=Vm|sin（ωt）|，其中Vm為輸入電壓峰值，ω=2πfL為輸入電壓的角頻率；④諧振電容Cr1、Cr2相等，即Cr1=Cr2=Cr；⑤輸出電容Co足夠大，其電壓紋波忽略不計。當(dāng)電感L2工作在CRM 時，存在2 種不同的工作條件：ton＞Tr/2 和ton＜Tr/2，ton和Tr分別為開關(guān)管的導(dǎo)通時間和諧振周期。與ton＜Tr/2 相比，ton＞Tr/2 可以實現(xiàn)二極管的零電流關(guān)斷，減小電路損耗，因此本文主要針對ton＞Tr/2 的情況進行分析。

圖2 為電感L1與L2電流分別工作在DCM、CRM下的主要波形。在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)，該LED 驅(qū)動電源存在4 個工作模態(tài)，其模態(tài)電路如圖3 所示。

圖2 本文LED 驅(qū)動電源的主要波形Fig.2 Key waveforms of the proposed LED driver

圖3 各模態(tài)的等效電路Fig.3 Equivalent circuits in different modes

模態(tài)1[t0～t1]：如圖3（a）所示，t0時刻，開關(guān)S1導(dǎo)通，二極管D1承受反向電壓關(guān)斷，D2承受正向電壓導(dǎo)通，電源|vin|給電感L1充電，電容CB給電感L2充電，電感L1、L2的電流iL1、iL2線性上升，則有

式中：vin為輸入電壓；VCB為CB兩端電壓。

同時，二極管D3、D5和Do承受正向電壓導(dǎo)通，二極管D4和D6承受方向電壓關(guān)斷。諧振電容Cr1、Cr2并聯(lián)后通過開關(guān)管S1與諧振電感Lr發(fā)生串聯(lián)諧振，能量從諧振電容Cr1、Cr2轉(zhuǎn)移到輸出支路LEDs。諧振電感Lr兩端的電壓為vCr1-vo。因此可得

根據(jù)式（2），諧振電流iLr（t）為

式中：vC1（t0）為t0時刻諧振電容Cr1兩端的電壓；ω0和Z0分別為諧振網(wǎng)絡(luò)的角頻率和等效阻抗，ω0=1/。當(dāng)諧振電流iLr（t）諧振到0時，二極管D3、D5和Do零電流關(guān)斷，模態(tài)1 結(jié)束。模態(tài)1 的工作時間為

模態(tài)2[t1～t2]：如圖3（b）所示，t1時刻，開關(guān)管S1保持導(dǎo)通，因此電感電流iL1（t）、iL2（t）以模態(tài)1 的斜率繼續(xù)線性上升。因為諧振電流iLr（t）為0，故二極管D[i]（i=3，4，5，6）和Do均承受反向電壓關(guān)斷。t2時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，模態(tài)2 結(jié)束，此時電感電流iL1（t）、iL2（t）均達到最大值，即

式中，ton為開關(guān)管的導(dǎo)通時間。模態(tài)2 的工作時間為τ2=ton-Tr/2。

模態(tài)3[t2～t3]：如圖3（c）所示，t2時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，二極管D2、D3、D5和Do承受反向電壓關(guān)斷，二極管D1、D4和Do承受正向電壓導(dǎo)通。此時，輸入電壓|vin|與電感L1、L2共同給后級供電，電流iL1-iL2給儲能電容CB充電，電感電流iL2通過D4和D6給諧振電容Cr1、Cr2充電。L1兩端的電壓為|vin|-VCB，L2兩端電壓為VCB-vCr1-vCr2，電感電流iL1（t）、iL2（t）線性下降，則有

當(dāng)電感電流iL1（t）下降到0 時，模態(tài)3 結(jié)束。模態(tài)3 的工作時間為τ3=d1Ts，其中d1為電感L1的放電占空比。

模態(tài)4[t3～t4]：如圖3（d）所示，在此模態(tài)開關(guān)管S1仍保持關(guān)斷，二極管D2、D3、D5和Do仍保持關(guān)斷，電感電流iL1（t）下降到0，二極管D1關(guān)斷。電感L2與電容CB串聯(lián)給諧振電容Cr1、Cr2充電，電感電流iL2繼續(xù)以模態(tài)3 的斜率線性下降。當(dāng)電流iL2下降到0時，該模態(tài)結(jié)束，開始下一個開關(guān)周期。模態(tài)4 的工作時間為τ4=toff-τ3，其中toff為開關(guān)管S1的關(guān)斷時間。

3 電路特性分析

3.1 電壓增益分析

根據(jù)電路的模態(tài)分析可知，在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)，由電感L1、L2以及Lr的伏秒平衡可得

式中：vCr1（2）（t）為諧振 電 容vCr1（2）的電 壓；vCr1（2）-avg為 諧振電容Cr1（2）在一個開關(guān)周期內(nèi)的平均電壓；d 為開關(guān)管S1的導(dǎo)通占空比。由式（6）可得

由式（7）可知，開關(guān)管S1的導(dǎo)通占空比與電容CB電壓和輸出電壓有關(guān)。因此可得電壓增益為

當(dāng)d＜d1/（1+2d1）時，該變換器可以實現(xiàn)降壓輸出，適用于LED 驅(qū)動電源。

3.2 輸入電流分析

圖4 為該LED 驅(qū)動電源在半個工頻內(nèi)的電感電流iL1波形與控制時序。由第2.1 節(jié)分析可知，一個開關(guān)周期內(nèi)，整流后的輸入電流|iin|等于電感L1的平均電流，故

圖4 半個工頻周期內(nèi)電感電流iL1波形和控制時序Fig.4 Waveforms of inductor current iL1 and control sequence in a half of power frequency cycle

由式（9）可知，輸入電流與輸入電壓|vin|、開關(guān)頻率fs、d、VCB以及L1有關(guān)。

3.3 開關(guān)頻率分析

由第2.1 節(jié)模態(tài)分析可知，在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)，電感L2的平均電流為

在半個工頻周期內(nèi)，假設(shè)能量傳遞效率為100%，根據(jù)功率守恒可得

將式（9）與式（10）代入式（11），可得

對于二次型Boost 變換器，當(dāng)1＜VCB/Vm＜5 時即可滿足絕大部分的應(yīng)用，故利用Matlab 進行曲線擬合，得到

根據(jù)式（7）、式（12）和式（13），VCB可表示為

式中，α 為電感比，α=L2/L1。由式（14）可知，當(dāng)輸入、輸出電壓一定時，VCB由α 決定。

由式（6）、式（10）和式（11）可知，開關(guān)管的導(dǎo)通時間和關(guān)斷時間分別為

則開關(guān)管的開關(guān)頻率fs為

由式（14）和式（16）可知，當(dāng)輸入、輸出電壓一定時，開關(guān)頻率fs與電感L1、L2有關(guān)。根據(jù)式（16）在交流輸入電壓200～240 V，vo=280 V，Po=84 W，以及L1=530 μH、L2=2.65、3.71、4.10、4.77、5.30 mH 即α為5、7、7.74、9、10 條件下，開關(guān)頻率fs與輸入電壓的關(guān)系曲線如圖5 所示。

圖5 開關(guān)頻率fs 與輸入電壓關(guān)系曲線Fig.5 Curve of relationship between fs and input voltage

由圖5 可知，對于相同的α，開關(guān)頻率fs隨輸入電壓的增大而減??；反之，對于相同的輸入電壓，fs隨α 的減小而增大。fs過高會導(dǎo)致開關(guān)管的損耗增大，但為了避免音頻噪聲，fs必須高于20 kHz。因此，與傳統(tǒng)的二次型Boost 變換器相類似，電感L1與L2的選擇對優(yōu)化電路的效率具有重要意義。

3.4 功率因數(shù)與開關(guān)管應(yīng)力分析

由式（9）與式（11）可得該LED 驅(qū)動電源的功率因數(shù)為

根據(jù)式（17）得出L1=530 μH、L2=4.1 mH、輸出電壓vo=280 V 條件下，PF 與輸入電壓vin的關(guān)系曲線，如圖6 所示。由圖6 可知，PF 隨著vin的增大而減少，當(dāng)vin為220 V 時，PF 為0.976。

圖6 不同輸入電壓下的PF 曲線Fig.6 Curve of PF under different input voltages

由圖2 和圖3 可知，在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)，諧振電容Cr1（2）在模態(tài)1 放電，在模態(tài)3 和模態(tài)4 充電。因此，根據(jù)電容Cr1（2）的電荷平衡原理有

式中：Q（k）dis、Q（k）ch分別為諧振電容Cr（k）（k=1，2）在一個開關(guān)周期內(nèi)的放電電荷和充電電荷；ΔvCr（k）為諧振電容Cr（k）（k=1，2）在一個開關(guān)周期內(nèi)電壓變化量。根據(jù)式（18）可得

式中：iL2-f-avg為模態(tài)3 和模態(tài)4 中從電感L2流向諧振電容Cr1（2）的電流；iLr-m-1-avg和iLr-m-2-avg分別為模態(tài)1中諧振電容Cr1和Cr2流向諧振電感Lr的電流。

由式（18）和式（19）可知，當(dāng)Cr1=Cr2=Cr時，

因此，諧振電容Cr1的充電電荷可以表示為

由式（4）、式（5）和式（21）可得諧振電容的電壓變化量為

如圖3 所示，開關(guān)管S1在模態(tài)3 和模態(tài)4 時承受反向電壓應(yīng)力，因此，開關(guān)管S1的最大電壓應(yīng)力為

由上可知，開關(guān)管的最大電壓應(yīng)力隨著輸出電壓的減小而減小。在模態(tài)1 時，流過開關(guān)管S1的電流為iL1（t）+iL2（t）+iLr（t），當(dāng)|sin（ωt）|=1 時，電流應(yīng)力最大。因此，由式（1）和式（3）可得，開關(guān)管S1的最大電流應(yīng)力為

由式（24）可知，開關(guān)管的電流應(yīng)力與諧振電容Cr以及諧振電感Lr有關(guān)。當(dāng)諧振電容一定時，開關(guān)管的最大電流應(yīng)力iS1-max隨著諧振電感Lr增大而減小。但過大的諧振電感值會導(dǎo)致ton＜Tr/2，使得二極管D3、D5和Do不能零電流關(guān)斷，效率降低。

3.5 電感、電容的設(shè)計分析

根據(jù)式（11），當(dāng)L1和L2分別工作在DCM、CRM 時，輸出功率可以表示為

其中，m1=VCB/Vm，m2=vo/Vm。

根據(jù)式（4）可知，電感L1的峰值電流隨著輸入電壓的變化而變化。在半個工頻周期內(nèi)，當(dāng)|sin（ωt）|=1 時，最大峰值電流為

半個工頻周期內(nèi)，隨著電感L1的增大，電感電流iL1將在輸入電壓為最大值時進入CRM。當(dāng)電感電流iL1工作在CRM 時有

式中，iL1-avg-max為半個工頻周期內(nèi)電感L1的最大平均電流。

根據(jù)式（9）、式（25）～式（27），半個工頻周期內(nèi)最大輸入電壓時，L1的臨界電感為

為了使該LED 驅(qū)動電源工作在ton＞Tr/2 條件下，諧振電感Lr與諧振電容Cr應(yīng)滿足

圖7 為Po=84 W、vo=280 V 時，LrCr最大值與輸入電壓的關(guān)系曲線。由圖7 可知，當(dāng)α 一定時，LrCr最大值隨著輸入電壓的增大而減?。划?dāng)輸入電壓一定時，LrCr最大值隨著α 的增大而增大。由式（22）可知，諧振電容Cr越大，其紋波越小，從而提高LED 驅(qū)動電源的效率，但電容過大會增加驅(qū)動電源的體積。因此，應(yīng)合理選擇諧振電容。當(dāng)諧振電容確定后，根據(jù)式（29）即可確定Lr。

圖7 LrCr 最大值與輸入電壓關(guān)系曲線Fig.7 Curve of relationship between maximum LrCr and input voltage

由以上分析可知，基于儲能電容CB容值足夠大，電容上的工頻紋波可以忽略。但在實際應(yīng)用中，儲能電容容值不可能無限大，需要考慮電容的工頻紋波電壓對電路的影響。

該變換器的第二級可等效為一個阻抗RB，有

其等效電路如圖8 所示。在一個開關(guān)周期內(nèi)，流過二極管D1的平均電流可以表示為

圖8 等效電路Fig.8 Equivalent circuit

利用傅里葉變換，式（31）可以表示為

由式（30）～式（33），VCB可以表示為

式中，vrip[2k]（t）為VCB的電壓紋波。

通常k=1 即可滿足儲能電容電壓VCB的精確度。假設(shè)電容CB的電壓紋波中只包含二次諧波，因此

考慮儲能電容CB的電壓紋波對電路參數(shù)以及性能的影響，由式（7）、式（9）和式（37），開關(guān)管的導(dǎo)通占空比以及輸入電流可以表示為

基于vin=220 V、L1=530 μH、L2=4.1 mH、vo=280 V以及Po=84 W，繪制式（37）和式（38）對應(yīng)的波形圖。圖9 所示為不同CB下CB的電壓紋波以及開關(guān)管導(dǎo)通占空比的變化曲線。由圖9 可知，CB的電壓紋波和d 的變化范圍均隨著儲能電容CB的增大而減小。

圖9 不同CB 的變化曲線Fig.9 Curves with different values of CB

圖10 為不同CB下輸入電流的變化曲線。由圖10 可知，不同CB下，輸入電流的波形均有明顯失真，隨著CB的增大，輸入電流的失真得到改善。

圖10 CB 對輸入電流的影響Fig.10 Effect of CB on input current

本文分析的LED 驅(qū)動電源中諧振網(wǎng)絡(luò)只含有2 個諧振電容。實際上，可以根據(jù)具體的應(yīng)用場所，以相同的級聯(lián)方式增加諧振網(wǎng)絡(luò)中諧振電容和二級管的數(shù)量，可以得到具有n 個諧振電容的諧振網(wǎng)絡(luò)，從而得到更多降壓變換輸出的LED 驅(qū)動電源。但隨著諧振電容和二極管的增加，LED 驅(qū)動電源的效率會有所下降，這主要是由二極管的管壓降造成的。

4 實驗驗證

為了驗證上述理論分析的正確性及可行性，搭建一臺84 W、交流輸入電壓范圍為200～240 V 的LED 驅(qū)動電源實驗樣機，開關(guān)管S1型號為15NM 65。實驗參數(shù)如表1 所示。

表1 實驗樣機的電路參數(shù)Tab.1 Circuit parameters of experimental prototype

由式（22）可知，諧振電容Cr1和Cr2取較大值時可以有效減少諧振電容上的電壓紋波，從而提高該LED 驅(qū)動電源的效率。但是諧振電容Cr1和Cr2取值過大會增加驅(qū)動電源的體積。綜合考慮，本文中Cr1和Cr2取值為0.47 μF。確定諧振電容的容值后，考慮式（29）以及有效減少諧振電感Lr的體積，諧振電感Lr取值為1 μH。該LED 驅(qū)動電源采用FL6961 控制芯片對輸出電流iLED進行控制。圖11所示為該LED 驅(qū)動電源的實驗樣機。

圖11 實驗樣機Fig.11 Experimental prototype

當(dāng)交流輸入電壓vin為220 V 時，該LED 驅(qū)動電源的輸入電壓vin、輸入電流iin以及輸出電流iLED波形如圖12 所示。由圖可知，輸入電流與輸入電壓波形同相位，輸入電流波形畸變較小，表明該LED驅(qū)動電源可以很好地實現(xiàn)功率因數(shù)校正，由Tektronix PA1000 功率分析儀測得此時的PF 值為0.979。此外，該LED 驅(qū)動電源實現(xiàn)了300 mA 的低紋波輸出電流且其閃爍比為5.7%，低于8%，滿足IEEE 標(biāo)準(zhǔn)1789-2015[14]。

圖12 輸入電壓Vin、輸入電流iin 以及輸出電流iLED 波形Fig.12 Waveforms of input voltage Vin,input current iin and output current iLED

圖13 為交流輸入電壓220 V 時，該LED 驅(qū)動電源的主要波形。

圖13 交流220 V 時的主要波形Fig.13 Key waveforms under ac 220 V voltage

由圖13（a）可知，該LED 驅(qū)動電源的電感L1和L2分 別 工 作 在DCM、CRM，Ts為21 μs，fs為47.619 kHz，由式（16）可知，當(dāng)輸入電壓為220 V 時，Ts理論值為17.386 μs，fs理論值為57.516 kHz。開關(guān)頻率的理論值和測試值之間的誤差主要是由于L2電感電流續(xù)流到0 時，MOSFET 的輸出電容Coss與L2諧振導(dǎo)致的ZCD 檢測延遲引起的[15]，因此，在實際計算中此處需考慮其影響并留一定的設(shè)計余量。由圖13 可知，d 為0.19 μs，d1為0.4 μs，d=0.19 ＜d1/（1+2d1）=0.222，由式（8）可知，該LED 驅(qū)動電源實現(xiàn)了降壓變換輸出，電壓增益M 為0.91。由圖13（b）可知，開關(guān)管的電壓應(yīng)力為572 V，低于S1的最大反向電壓。由式（23）可知，輸入電壓為220 V 時，開關(guān)管S1的電壓應(yīng)力為565.6 V，與實驗結(jié)果相近。此外，由圖13（b）可知，諧振電感電流iLr的波形非完全的正弦波形，在電流下降段存在一定的近似線性的拖尾，這主要是由實際中開關(guān)管的導(dǎo)通電阻造成的。

為了驗證該LED 驅(qū)動電源的動態(tài)性能，圖14給出了輸入電壓從200 V 階躍到240 V 時整流后的輸入電壓|vin|、輸出電流iLED以及電感電流iL2的波形。由圖14 可知，當(dāng)輸入電壓從200 V 階躍到240 V 時，電流iLED以及iL2快速實現(xiàn)了穩(wěn)定且輸出電流iLED不變，表明該LED 驅(qū)動電源具有良好的動態(tài)特性且實現(xiàn)了恒流輸出。

圖14 輸入電壓由200 V 跳變到240 V 的主要波形Fig.14 Key waveforms when input voltage suddenly changes from 200 to 240 V voltage

圖15 為輸入電壓為200～240 V 時，該LED 驅(qū)動電源的PF、效率以及輸入電流的諧波含量曲線。由圖15（a）可知，在200～240 V 輸入電壓范圍內(nèi)，PF 高于0.97，且隨著輸入電壓的減小而增大。同時，該LED 驅(qū)動電源的效率隨著輸入電壓的增大而增大，效率最大可以達到92.88%。由圖15（b）可以看出，該LED 驅(qū)動電源的各次諧波含量均滿足IEC61 000-3-2 Class C。

圖15 PF、效率以及輸入電流的諧波含量曲線Fig.15 Curves of PF,efficiency and harmonic content of input current

5 結(jié)語

本文基于二次型Boost 變換器提出并研究了一種Boost 型無頻閃諧振降壓式LED 驅(qū)動電源，并對其工作原理以及電路特性進行了分析。該LED 驅(qū)動電源利用一個開關(guān)管將二次型Boost 變換器與一個諧振網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)整合，控制簡單。利用該電路結(jié)構(gòu)拓?fù)?，該LED 驅(qū)動電源可以實現(xiàn)高效率和低電流紋波輸出。與傳統(tǒng)的二次型Boost 變換器相比，該LED 驅(qū)動電源可以實現(xiàn)降壓變換輸出，適用于高功率因數(shù)無頻閃LED 驅(qū)動電源。最后，搭建了一臺84 W 的實驗樣機，效率最高可達到92.88%，驗證了本文提出的LED 驅(qū)動電源的正確性和可行性。