適于低壓系統(tǒng)的MMC均壓環(huán)流優(yōu)化控制策略

劉述喜，劉雅莉，陳建宏，陳麒懋

(1.重慶理工大學(xué)， 重慶 400054；2.重慶市能源互聯(lián)網(wǎng)工程技術(shù)研究中心， 重慶 400054)

0 引言

隨著清潔能源發(fā)電技術(shù)的廣泛應(yīng)用，分布不均的清潔能源大比例接入電網(wǎng)會帶來運行控制等問題[1]。多電平逆變器能夠輸出良好的電壓和電流[2]。MMC自首次提出后[3]已成熟應(yīng)用于柔性直流輸電和發(fā)電系統(tǒng)。MMC拓?fù)渚哂袃?yōu)越的諧波特性和低頻運行特性，在光伏發(fā)電、分布式儲能單元并網(wǎng)等低壓小功率場合同樣有著廣闊應(yīng)用前景[4]。MMC子模塊(sub-module，SM)的電容穩(wěn)壓運行和橋臂間環(huán)流的抑制是系統(tǒng)運行中至關(guān)重要的環(huán)節(jié),橋臂環(huán)流與子模塊電容電壓會相互作用影響。對子模塊電容電壓進行均衡控制能保證各開關(guān)器件承受相同應(yīng)力和減小橋臂相間環(huán)流，而抑制橋臂環(huán)流后，同樣能減少電容電壓波動[5]。

目前，關(guān)于MMC子模塊均壓的控制策略主要分為通過新型拓?fù)渚鶋汉屠每刂扑惴ň鶋簝深悺Ｎ墨I[6-7]介紹了混合型子模塊拓?fù)?，通過減少橋臂電容數(shù)量以達到減少子模塊均壓控制模塊的目的，該類方法適用于高壓大功率場合，且存在開關(guān)損耗較高的弊端。通過控制策略均壓則有根據(jù)不同調(diào)制法對應(yīng)多種控制算法。目前已有較多基于最近電平逼近調(diào)制(nearest level control，NLC)的各類排序算法提出，如完全排序、冒泡算法[8-9]等。文獻[9]利用若干次冒泡算法得到最值子模塊，并對其進行投切，開關(guān)損耗較大，對于低壓系統(tǒng)較復(fù)雜，系統(tǒng)響應(yīng)速度變慢，開關(guān)頻率高。文獻[10-11]介紹的基于載波移相調(diào)制(carrier phase shifted pulse width modulation，CPS-PWM)均壓法用不同方法調(diào)整對應(yīng)的子模塊調(diào)制波，得到較好的均壓效果。文獻[12]通過環(huán)流抑制、環(huán)流控制等方法均壓，不僅能抑制子模塊電容電壓波動，還能減小二倍頻環(huán)流分量。

本文研究在已有傳統(tǒng)均壓環(huán)流抑制策略基礎(chǔ)上，針對低壓場合條件分別將2種方法進行簡化，得到綜合優(yōu)化MMC均壓環(huán)流抑制控制策略。在Matlab/Simulink仿真平臺搭建模型對該策略進行驗證，最終獲得較好的子模塊電容電壓波動抑制、橋臂環(huán)流抑制效果。

1 MMC主電路工作原理

MMC是應(yīng)用廣泛的雙星形結(jié)構(gòu)，如圖1所示。每相由有環(huán)流抑制作用的橋臂電感L串聯(lián)上、下橋臂，每個橋臂含有N個結(jié)構(gòu)相同的功率子模塊SM，能夠輸出N+1個電平。MMC因其獨特的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，具有高度模塊化、輸出特性好、不平衡時能夠較穩(wěn)定運行等優(yōu)勢[13]。

教學(xué)產(chǎn)出評價是基于OBE工程教育的課程實施過程的重要環(huán)節(jié)，通過教學(xué)產(chǎn)出評價的反饋能夠持續(xù)改進教學(xué)質(zhì)量，提高學(xué)習(xí)產(chǎn)出?；贠BE工程教育的軟件工程課程的教學(xué)產(chǎn)出評價采用過程性評價，建立全過程綜合能力考核方式，對學(xué)生的學(xué)習(xí)過程進行全程跟蹤評價。評價用于考察學(xué)生對課程核心知識點的掌握情況和課程項目完成情況，考察學(xué)生的學(xué)習(xí)能力以及創(chuàng)新能力。全過程綜合能力評價可以激發(fā)學(xué)生的學(xué)習(xí)興趣和自信心，促進學(xué)生的全面發(fā)展，教師對軟件工程課程教學(xué)活動進行跟蹤分析和持續(xù)改進。

圖1 MMC通用三相拓?fù)涫疽鈭D

圖2是MMC應(yīng)用較多的半橋型子模塊HBSM(half-bridge SM)電路圖，由接有反并聯(lián)二極管D1、D2的2個功率管S1、S2和直流穩(wěn)壓電容C組成。uSM取值由IGBT的開關(guān)函數(shù)S0決定[14]。當(dāng)S1導(dǎo)通而S2關(guān)斷時，函數(shù)S0輸出為1，子模塊投入工作，輸出電壓值uSM為Uc；當(dāng)S1關(guān)斷而S2導(dǎo)通時，函數(shù)S0輸出為0，子模塊切出，輸出電壓值uSM為0。正常工作的MMC保證投入工作的子模塊數(shù)一直為N，up_ j、un_ j分別為j(j=a,b,c)相上下橋臂電壓，ij為j相輸出電流，此時j相MMC的輸出電壓uj為：

(1)

Np_ j、Nn_ j分別為該相上下橋臂投入運行的子模塊數(shù)量，Udc為直流側(cè)電壓，用其表示上下橋臂輸出電壓up_ j、un_ j：

子模塊電容均壓簡化控制的工作原理為：

綜上所述，糖尿病采用二甲雙胍與吡格列酮聯(lián)合治療的療效確切，即有利于控制患者血糖水平，且無嚴(yán)重不良反應(yīng)，安全性高，具有推廣價值。

(2)

圖2 半橋型子模塊電路圖

2 子模塊電容電壓波動及環(huán)流分析

MMC每相的工作原理相同且相互獨立。以a相為例，建立a相MMC數(shù)學(xué)模型，如圖3所示，假設(shè)子模塊和橋臂各電器元件均工作在理想情況下，L、R分別為橋臂電感和橋臂電阻，Ls、Rs是電網(wǎng)測濾波電感和等效電阻，ip_a、in_a、icir_a分別為a相上下橋臂電流、橋臂公共環(huán)流，則有

(3)

Ua、Ia分別為a相輸出電壓、電流幅值，φ為功率因數(shù)角，那么a相的輸出電壓ua、輸出電流ia可表示為式(4)：

ua=Uasin(ωt)

ia=Iasin(ωt+φ)

(4)

圖3 MMC的a相數(shù)學(xué)模型電路圖

（5）利用模糊數(shù)學(xué)法預(yù)測工程造價。該方法是以模糊數(shù)學(xué)理論為基礎(chǔ)，通過指數(shù)平滑法建立預(yù)估模型，通過計算得到模糊貼近度進行綜合排序，從中預(yù)估出擬建工程的造價成本。

(5)

由式(5)可以看出，環(huán)流中含有直流和二倍頻負(fù)序交流成分，而為保證MMC逆變器的穩(wěn)定運行，交直流側(cè)有功功率平衡，則有以下約束條件[15]：

據(jù)林胥宇［3］解釋，中美貿(mào)易摩擦是指美國就中國對美貿(mào)易活動采取的各種限制性手段（體現(xiàn)為關(guān)稅貿(mào)易壁壘和各種非關(guān)稅貿(mào)易壁壘等）。本文所講的中美貿(mào)易摩擦是以2018年3月23日特朗普簽訂對華貿(mào)易備忘錄為起始的貿(mào)易摩擦。本次貿(mào)易摩擦，美方主要針對中國高科技產(chǎn)品進行征稅，并且通過“301”調(diào)查得出我國對于知識產(chǎn)權(quán)保護不力的結(jié)論。

(6)

式(6)中，m為電壓調(diào)制比，有m=Ua/(Udc/2)。另定義電流調(diào)制比k=(Ia/2)/(Idc/3)，則a相上下橋臂電壓、電流分別表示為：

(7)

結(jié)合式(3)化簡式(13)后得到由a相橋臂上電感引起的環(huán)流不平衡電壓ΔUcir_a為：

(8)

式(7)中的U2f_a指a相橋臂電壓的二倍頻分量幅值，式(8)中的I2f_a指a相橋臂環(huán)流的二倍頻分量幅值。根據(jù)式(2)(3)(7)(8)可以得到a相MMC子模塊基于二倍頻的電容電壓值uc_a、環(huán)流icir_a的表達式為：

(9)

原來，蔣父浩德跟水仙芝的父母是同學(xué)。周末，蔣海峰拜訪水家，牽起兩代情愫。漸漸地，水仙芝向他敞開心扉，接受了他送的小說《伊豆的舞女》。

3 MMC均壓環(huán)流控制策略

子模塊電容電壓波動不僅由元件差異性、子模塊獨立引起，且與橋臂環(huán)流密切相關(guān)。環(huán)流的形成是子模塊電容電壓波動導(dǎo)致各相能量分配不均勻造成，因此將MMC子模塊均壓策略與環(huán)流抑制策略相結(jié)合，達到綜合優(yōu)化控制目的。

3.1 載波移相調(diào)制策略

如圖4所示，對于每橋臂有N個相同子模塊的MMC，CPS-PWM的主要工作原理為利用N個完全相同的載波，相位分別水平方向后移2π/N，與參考波進行比較生成脈沖信號，分別控制橋臂內(nèi)N個子模塊的開關(guān)狀態(tài)。各子模塊的輸出電壓uSM疊加所得便是MMC的橋臂輸出電壓。上、下橋臂的子模塊載波與參考波反相。

圖4 載波移相調(diào)制CPS-PWM示意圖

選用CPS-PWM載波移相調(diào)制技術(shù)是因其具有諧波特性好、開關(guān)頻率低、低電平情況下有較好輸出波形等優(yōu)勢[16]。

3.2 子模塊電容均壓簡化控制策略

基于載波移相調(diào)制的傳統(tǒng)子模塊電容均壓控制是結(jié)合相間子模塊電容電壓平均控制和相內(nèi)子模塊電容電壓均衡控制[17]的雙環(huán)控制方法，以a相為例，a相子模塊電容電壓平均控制和a相子模塊電容電壓均衡控制電路如圖5、6所示。

同樣地，b、c相子模塊電容電壓波動和環(huán)流的產(chǎn)生機理與a相一致。b相與c相的MMC子模塊基于二倍頻的電容電壓值、環(huán)流表達式只需在a相的基礎(chǔ)上將其相位分別延遲-2π/3、2π/3。

圖5 a相子模塊電容電壓平均控制電路示意圖

圖6 a相子模塊電容電壓均衡控制電路示意圖

MMC三相對稱穩(wěn)態(tài)運行時，MMC逆變器所有橋臂之間能夠滿足能量自然平衡的狀態(tài)[18]，MMC子模塊的電容在工作時的充放電能夠達到一定的能量流動補充，所以將傳統(tǒng)子模塊電容電壓雙環(huán)控制簡化為單環(huán)控制，省去2個比例控制器，可節(jié)約控制器計算時間以及成本。

如圖7所示，同樣以a相上橋臂為例，a相上橋臂各子模塊電容電壓Ucpk_a直接與上橋臂子模塊電容電壓平均值Uavgp_a值進行比較，其輸出差值與a相上橋臂電流ip_a的符號運算值相乘，在經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器后得到電容均壓簡化控制后的a相上橋臂子模塊參考波修正量ΔUpk_a。

(10)

在Matlab/Simulink平臺搭建了子模塊數(shù)量N=4的5電平MMC主電路及均壓環(huán)流優(yōu)化控制策略模型，具體的控制參數(shù)指標(biāo)如表1所示。

(11)

圖7 a相子模塊電容均壓簡化控制示意圖

很多人都喜歡花兒，雖然每個人具體的喜愛有所不同，但花都被視作美麗的。同時人們也給很多花都賦予了不同的美麗的花語以用來表現(xiàn)不同的追求與期待，就像賦予白百合以“純潔、莊嚴(yán)、心心相印”的花語，用以表達自己對他人或?qū)ψ约旱男囊?。本小說的主人公喜歡花的這個性格在一開始就已言明。這可以說是一種主人公渴望并追求美的一種暗示。之后，作者的母親把菊花作為探監(jiān)慰問品帶給主人公這件事更加明確地表現(xiàn)了主人公的性格——對菊花的喜愛：

1) 當(dāng)a相上橋臂子模塊電容處于充電模式(即ip_ a輸出為正)時，若Ucpk_aUavgp_a，輸出為負(fù)的修正量ΔUpk_a使得子模塊充電力度減小。

2) 當(dāng)a相上橋臂子模塊電容處于放電模式(即ip_ a輸出為負(fù))時，若Ucpk_aUavgp_a，輸出為正的修正量ΔUpk_a使得子模塊充電力度增大。

同樣地，a相下橋臂各子模塊的輸出電壓參考波Unk_ a可列為式(12)，Unk_a為a相下橋臂各子模塊的輸出電壓參考波，Ucnk_a為a相下橋臂各子模塊電容電壓，ΔUnk_a為a相下橋臂子模塊參考波修正量，Uavgn_a為a相下橋臂子模塊電容電壓平均值，其控制原理與上橋臂相同。

(12)

3.3 環(huán)流抑制簡化策略

MMC的橋臂環(huán)流是直流側(cè)和交流側(cè)的傳播載體，但其會引起器件損耗，需要對其進行抑制。另外，子模塊電容電壓的單環(huán)控制策略雖簡化了控制系統(tǒng)，減小體積與成本，但其得到的輸出波形與雙環(huán)控制的輸出波形存在一定誤差，同時需結(jié)合環(huán)流抑制手段進行優(yōu)化。

同樣以a相為例，由圖3的數(shù)學(xué)模型可以得到如式(13)的KVL網(wǎng)孔方程：

(13)

河道的形態(tài)一般是由河流沖擊而成，也有一些河道是天然形成，但河流沖擊而成的成分較大，所以造就出曲折蜿蜒的河道。河流的流轉(zhuǎn)與沖擊是河流的基本屬性，在這基本屬性的作用下河道內(nèi)呈現(xiàn)復(fù)雜多樣的水流特征，或急、或緩、或循環(huán)，而不同的水流特征在不同的環(huán)境下相遇又會產(chǎn)生像旋渦或是跌水這樣較為復(fù)雜的流態(tài)。復(fù)雜的水流流態(tài)使得水中的各種物質(zhì)不斷的流動、交換，處于水體上層的物質(zhì)如落葉、鳥類糞便、人類活動產(chǎn)生的垃圾會被“交換”到水體下層成為水中生物分解、利用的對象，之后化作河流系統(tǒng)的“養(yǎng)料”。

(14)

由于式(14)中含有微分式，通常需要解耦環(huán)流并利用PI調(diào)節(jié)，本文采用準(zhǔn)比例諧振(quasi proportional resonance，QPR)控制器來消除環(huán)流引起的不平衡電壓ΔUcir_a，簡化環(huán)流抑制策略，如圖8所示。

圖8 a相橋臂環(huán)流簡化控制示意圖

圖8中的icir2_a是a相橋臂環(huán)流由陷波器提取得到的二倍頻環(huán)流分量。其中，QPR控制器的傳遞函數(shù)為：

(15)

由于QPR控制器的頻率交流信號精準(zhǔn)跟蹤特性，得到的icir2_a通過QPR控制器整定后，得到在參考波上應(yīng)消去的修正量ΔUcir_a。

4 仿真與實驗分析

式(10)為a相上橋臂各子模塊的輸出電壓參考波Upk_a。其中，a相上橋臂子模塊電容電壓平均值Uavgp_a的表達式為：

表1 具體控制參數(shù)指標(biāo)

4.1 子模塊電容均壓效果分析

從圖9可以看出，MMC均壓環(huán)流優(yōu)化控制策略a相的MMC交流電壓輸出波形為標(biāo)準(zhǔn)5電平階梯變換，電流輸出波形為典型平滑正弦波。

20世紀(jì)90年代，光棍節(jié)在中國興起并逐漸成熟。起先是由于11月11日的四個數(shù)字為1，形似四根棍子，因此被稱為光棍節(jié)。在這個特殊的節(jié)日里，青少年通過唱K、聚會等活動形式來表達自己單身的情緒，集中表現(xiàn)出了他們對于自由、獨立的向往。進入21世紀(jì)，光棍節(jié)逐漸大眾化和社會化，有了穩(wěn)定的文化意義和社會活動形式。

圖9 a相交流輸出電壓電流波形

未加環(huán)流簡化抑制的a相子模塊電容電壓輸出波形如圖10(a)所示，子模塊電容電壓的波動范圍為193～206 V，在給定值200 V上下6.5 V間波動，波動系數(shù)為±3.25%。可以看到，上、下橋臂的子模塊電容電壓范圍不一致，存在一定偏差，這是由于橋臂間還存在環(huán)流的影響。

我漸漸意識到，伴隨著家庭條件的好轉(zhuǎn)，我的懈怠之心也愈來愈重，心想著反正周橋能賺錢，我不如安安心心當(dāng)全職太太，但是長久下去，心里卻也產(chǎn)生了恐懼，人也愈發(fā)變得不自信。

盡管Technotime的TT651和651-24H機心是以ETA2892或其同類基礎(chǔ)機心為基礎(chǔ)， 718 (手動上鏈)、738 (自動上鏈) 和 791 (陀飛輪)系列卻是自產(chǎn)機心。不過，Laurent Alaimo認(rèn)為公司并不能直接替代ETA。

在加入環(huán)流簡化抑制后的a相子模塊電容電壓輸出波形如圖10(b)所示，得到的波形上、下橋臂子模塊電容電壓波動范圍幾乎一致，波動范圍減小到了194～203 V，在200 V上下4.5 V間波動，波動系數(shù)減小±2.25%，波動系數(shù)優(yōu)化了1%。說明子模塊均壓簡化策略結(jié)合準(zhǔn)PR環(huán)流抑制簡化策略的MMC均壓環(huán)流綜合優(yōu)化控制策略對低壓場合的MMC子模塊電容均壓效果顯著。

圖10 MMC子模塊電容均壓簡化控制輸出波形

4.2 環(huán)流抑制效果分析

由圖11(a)所示，傳統(tǒng)子模塊電容雙環(huán)均壓控制下的a相環(huán)流在0.2 s之前為-10～10 A(±10 A)；0.2 s接入環(huán)流抑制策略后，經(jīng)過0.05 s的振蕩，環(huán)流范圍減小到了-3～2 A(±2.5 A)，環(huán)流減小了75%。圖11(b)是子模塊電容均壓簡化控制下的a相環(huán)流，在0.2 s之前環(huán)流極其不穩(wěn)定，這是子模塊均壓控制簡化后不可避免的，波動范圍為-12～11 A(±11.5 A)；在0.2 s接入環(huán)流簡化抑制策略后，經(jīng)過0.1 s的振蕩，環(huán)流范圍減小到了-0.6～0.6 A(±0.6 A)，環(huán)流減小了99.5%，振蕩時間較前者控制策略長0.05 s。

圖11 傳統(tǒng)雙環(huán)均壓控制與均壓簡化控制下的環(huán)流

MMC均壓環(huán)流綜合優(yōu)化控制策略在子模塊均壓和環(huán)流抑制兩者均簡化的情況下，不可避免地出現(xiàn)比傳統(tǒng)控制稍長0.05 s的振蕩時間，且無環(huán)流抑制情況下環(huán)流波動略大。但其子模塊電容均壓能力優(yōu)化了1%，綜合環(huán)流抑制能力優(yōu)化了24%以上，且減小了2個PI控制器用量。

圖12(a)是MMC均壓環(huán)流優(yōu)化控制下的a相上、下橋臂電流的波形。在0.2 s前，由于二倍頻環(huán)流的影響，波形失真嚴(yán)重。如圖12(b)所示，其二倍頻諧波含量較高，波形畸變率THD為26.25%，在0.2 s時接入QPR環(huán)流抑制后，電流波形經(jīng)過0.05 s的振蕩后穩(wěn)定為正弦波。由圖12(c)所示，二倍頻諧波大量減小，波形畸變率THD減小到了1.06%，優(yōu)化了25.19%。因此，基于子模塊電容均壓簡化與環(huán)流簡化抑制的MMC均壓環(huán)流綜合優(yōu)化控制策略對低壓場合的MMC二倍頻環(huán)流的抑制效果同樣顯著。

當(dāng)前，我國醫(yī)療資源較為匱乏，同時分配缺少均衡性。在東部領(lǐng)域中，醫(yī)療資源分配情況遠遠強于西方領(lǐng)域，一線城市醫(yī)療資源分配也顯著優(yōu)于二三線城市[2]。由于醫(yī)療資源分配不合理，使得一些領(lǐng)域醫(yī)療資源過剩，而部分領(lǐng)域則出現(xiàn)看病難、看病貴現(xiàn)象。所以，全面發(fā)展在線服務(wù)、遠程醫(yī)療等活動是非常必要的，這給“互聯(lián)網(wǎng)+”背景下醫(yī)學(xué)信息專業(yè)領(lǐng)域人才培育提出了嚴(yán)格的標(biāo)準(zhǔn)。

4.3 實驗結(jié)果分析

在RT-LAB半實物仿真實驗平臺驗證均壓環(huán)流優(yōu)化控制策略的有效性，得到實驗輸出波形如圖13所示。圖13(d)的波形畸變率THD值為1.44%，比仿真波形增加了0.38%。由于實驗在非理想情況下進行，故可視為與仿真結(jié)果一致。另外，得到的均壓、環(huán)流抑制效果實驗波形與相對應(yīng)的仿真波形一致。

圖12 上、下橋臂電流波形及環(huán)流抑制前后諧波分析結(jié)果

圖13 MMC均壓環(huán)流優(yōu)化控制RT-LAB實驗波形

5 結(jié)論

對于低壓場合下MMC的子模塊電容均壓及橋臂環(huán)流的抑制問題，分別對傳統(tǒng)控制策略進行優(yōu)化，子模塊均壓策略從傳統(tǒng)的雙環(huán)平均加均衡控制簡化成單環(huán)控制，并結(jié)合基于QPR控制器的環(huán)流控制，能夠有效地輔助優(yōu)化子模塊電容均壓效果。雖然在接入環(huán)流控制器時振蕩時間比傳統(tǒng)控制長0.05 s，但該簡化后的環(huán)流控制對橋臂環(huán)流的抑制效果更加明顯，并且大大減少了整個MMC控制系統(tǒng)的PI控制器用量，無需環(huán)流解耦，節(jié)約成本，減小了系統(tǒng)控制復(fù)雜度，更具實用性。