非隔離型防電流反灌技術在宇航領域中的研究與應用

汪 超，王邦興，王 涵，葛科勇，史傳洲

（上?？臻g電源研究所，上海 200245）

隨著中國航天事業(yè)的快速發(fā)展，衛(wèi)星可靠性的要求日益提高，DC-DC 二次電源作為衛(wèi)星載荷的直接供電分系統(tǒng)，其可靠性直接影響著衛(wèi)星載荷能否正常工作[1-3]。因此對航天器二次電源分系統(tǒng)的體積、重量、效率、可靠性等方面提出了更高的要求。為了提高二次電源的工作效率，越來越多的電壓變換器引入了同步整流技術。Buck 變換器作為二次電源的主要拓撲之一，在宇航電路中，其利用Mos 管替代Buck 變換器中的續(xù)流二極管以實現(xiàn)同步整流技術。由于Mos 管的導通阻抗較小，其電流流過時的壓降明顯小于二極管的正向導通壓降，從而顯著降低二次電源系統(tǒng)的損耗，大幅提升效率。

雖然同步整流模式下的Buck 變換器的工作效率大幅提升，但是同步整流技術也帶來了新的問題[4-5]。當輸出功率較大時，Buck 變換器工作在連續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode）下，電感電流通過同步整流管續(xù)流。當輸出功率較小時，Buck 變換器工作在強制電流連續(xù)模式（FCCM，F(xiàn)orced Current Continuous Mode）下，在同步整流管續(xù)流過程中，電感電流會反向流動，此時同步整流管不會關斷，輸出端電容的能量會通過同步整流管向大地形成反灌。這一工況降低了系統(tǒng)的效率，嚴重時會使得Mos 管損壞，從而影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性[6-8]。

雖然市場上有多種防電流反灌的同步整流芯片，但是其不具備抗輻照特性，且工作溫度范圍較窄，無法在極端的太空環(huán)境中正常工作，不滿足可靠性和穩(wěn)定性要求[9-10]。

本文基于同步整流模式控制的Buck 變換器，設計了一種適用于非隔離型同步整流模式的二次電源防電流反灌電路。該電路逐周期檢測同步整流管關斷后，高端Mos 管導通前這一死區(qū)時間內(nèi)Vds端電壓的高低電平狀態(tài)，當Vds端的電壓為高時，防電流反灌電路輸出相應的控制邏輯，關斷下一個周期同步整流管的驅動電壓，使Buck 變換器工作在斷續(xù)導通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode），以提高系統(tǒng)的可靠性和穩(wěn)定性。

1 防電流反灌電路的理論分析

基于Buck 電路的防電流反灌電路如圖1 所示。其由3 部分構成，第一部分由Q1、Q2、Q3、R1、R2、R3、R4及R5組成。當Buck 變換器處于連續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode）時，若M1由關斷變?yōu)殚_通，則D1點會先于D2點變?yōu)楦唠娖?，所以在M1導通期間內(nèi)，三極管Q1、Q3將D3、D4點的電壓始終鉗位至低電平。當M1關斷時，電感電流在死區(qū)時間內(nèi)通過M2的體內(nèi)二極管續(xù)流，當M2開通后，電感電流通過M2續(xù)流，所以在M1關斷期間內(nèi)，D2點電壓也始終為低電平。綜上，在連續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode）下的整個周期內(nèi)，D3和D4點始終為低電平。當Buck變換器處于強制電流連續(xù)模式（FCCM，F(xiàn)orced Current Continuous Mode）時，即電感電流過零，由于輸出電容能量的反灌，使D2點電壓在M2關斷后，M1導通前的死區(qū)時間內(nèi)先于D1點變?yōu)楦唠娖?，超前的時間為死區(qū)時間t1，如圖2 所示。因此D4點電壓在t1內(nèi)同為高電平，并使得三極管Q4導通，自鎖電路工作，導通后D4點電壓被鉗位至三極管內(nèi)部PN 結的導通壓降。D3點電壓始終跟隨D2點，因此在M2再次導通之前，三極管Q2始終將D5點電壓鉗位至低電平，以防止Q1和Q3在這期間導通。

圖1 防電流反灌電路圖

圖2 D2 點電壓時序

第二部分是由Q4、Q5、R7、R8、R9及R10組成的自鎖電路，當Buck 變換器工作在連續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode）下，D4點電壓始終為低電平，則自鎖電路不工作，S1 持續(xù)為低電平狀態(tài)。當Buck 變換器工作在強制電流連續(xù)模式（FCCM，F(xiàn)orced Current Continuous Mode）下，D4點電壓在死區(qū)時間t1內(nèi)為高電平，三極管Q4導通，自鎖電路工作，S1 持續(xù)為高電平狀態(tài)。

第三部分由控制電路組成，當S1 的狀態(tài)為低時，表明Buck 變換器處于連續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode），則控制電路輸出互補的控制驅動，當S1 的狀態(tài)為高時，表明Buck 變換器處于斷續(xù)導通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode），則控制電路不輸出M2的控制驅動，讓Buck 電路工作在斷續(xù)導通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode）下，防止輸出端電容的能量通過M2向大地反灌。

在實際工程應用中，防電流反灌電路可實時監(jiān)測Buck 變換器的工作模式，一旦其檢測到Buck 變換器從連續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode）轉變?yōu)閺娭齐娏鬟B續(xù)模式（FCCM，F(xiàn)orced Current Continuous Mode）時，控制電路則不輸出M2的控制驅動，使其工作在斷續(xù)導通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode），控制時序如圖3 所示。

圖3 CCM 轉DCM 控制時序

當輸出功率由輕載慢慢變?yōu)橹剌d時，防電流反灌電路一旦檢測到Buck 變換器轉變?yōu)檫B續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode），則控制電路輸出M2的控制驅動，使Buck 變換器通過M2進行續(xù)流，控制時序如圖4 所示。

圖4 DCM 轉CCM 控制時序

2 仿真結果及分析

使用Saber 軟件進行電路級仿真及驗證，具體電路圖如圖1 所示，其中輸出電感量為4.5 μH，Vin=5.5 V，Vout=3 V，系統(tǒng)工作頻率為100 kHz，自鎖電路供電為5 V。當輸出電流由3 A 跳變?yōu)?.8 A，仿真結果如圖5 所示。Vgs-M1為高端功率管M1的驅動波形，i（L）為輸出電感的電流波形，Vds-M2為低端功率管的Vds波形，Vgs-M2為低端功率管的驅動波形。由圖5 可知，當Buck 變換器工作在連續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode）時，控制電路為M1和M2輸出互補的控制驅動，說明防電流反灌電路不影響B(tài)uck 變換器在連續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode）下工作。當輸出電流跳變?yōu)?.8 A 時，防電流反灌電路檢測到Buck 變換器工作模式的轉變，迅速關斷M2功率管，使Buck 變換器工作在斷續(xù)導通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode）下，以防止電流反灌。

圖5 CCM 轉DCM 仿真波形

當輸出電流由0.8 A 轉變?yōu)? A 時，仿真結果如圖6 所示。當輸出電流為0.8 A 時，防電流反灌電路不輸出M2功率管的控制驅動，使其工作在斷續(xù)導通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode）下，當輸出電流跳變?yōu)? A 時，防電流反灌電路為M1和M2輸出互補的控制驅動，Buck 變換器通過M2進行續(xù)流。

圖6 DCM 轉CCM 仿真波形

3 實驗結果及分析

根據(jù)理論和仿真結果，搭建圖1 的帶有防電流反灌電路DC-DC 二次電源實物模塊，具體參數(shù)與仿真模型一致。通過實物進一步驗證防電流倒灌電路的實際可操作性。

3.1 穩(wěn)態(tài)時工作波形分析

圖7（a）為穩(wěn)態(tài)輸出電流為0.8 A 時的測量結果，圖7（b）為穩(wěn)態(tài)輸出電流為3 A 時的測量結果。圖中第一行為M1的Vgs電壓波形，第二行為輸出電感電流波形，第三行為M2的Vds電壓波形，第四行為M2的Vgs波形。由圖7 可知，當輸出電流為0.8 A 時，電路處于斷續(xù)導通模式（DCM， Discontinuous Conduction Mode），在防電流反灌電路的作用下，M2無驅動電壓。當輸出電流為3 A 時，電路處于連續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode），此時M1，M2有互補的驅動波形。

圖7 穩(wěn)態(tài)測量波形

3.2 瞬態(tài)工作波形分析

圖8（a）為輸出電流由0.8 A 跳變?yōu)? A 時的測量波形，圖8（b）為輸出電流由3 A 跳變到0.8 A 時的測量波形。圖8 中第一行為M1的Vgs電壓波形，第二行為輸出電感電流波形，第三行為M2的Vds電壓波形，第四行為M2的Vgs波形。

由圖8（a）可知，當輸出電感電流為0.8 A 時，Buck變換器處于斷續(xù)導通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode），M2無驅動電壓，Buck 變換器處于二極管模式。當輸出電感電流跳變?yōu)? A 時，Buck 變換器由斷續(xù)導通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode）變?yōu)檫B續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode），防電流反灌電路檢測到Buck 變換器工作模式變換后，為M1，M2輸出互補驅動，Buck 變換器工作在同步整流模式。由圖8（b）可知，當輸出電感電流為3 A時，Buck 變換器處于連續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode），Buck 變換器工作在同步整流模式。當輸出電感電流跳變?yōu)?.8 A 時，Buck 變換器由連續(xù)導通模式（CCM，Current Continuous Mode）變?yōu)閿嗬m(xù)導通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode），防電流反灌電路檢測到Buck 變換器工作模式變換后，不輸出M2的驅動，Buck 變換器工作在二極管模式。綜上，帶有防電流反灌電路的Buck 變換器實測波形與仿真波形一致。

圖8 瞬態(tài)測量波形

3.3 輸出電容陣帶電開機時工作波形分析

圖9 為輸出電容陣帶電開機時的測量結果，圖中第一行為Buck 變換器輸出電壓波形，第二行為輸出電感電流波形。由圖9 可知，由于防電流反灌電路抑制了電流的反灌，使得輸出電容陣帶電開機時不會產(chǎn)生開機瞬間輸出電壓突降的現(xiàn)象，輸出電壓保持直線上升，因此有效避免了輸出電容陣的能量傳遞至輸入側，導致DC-DC 二次電源損壞的問題。

圖9 輸出電容陣帶電開機時波形

4 結論

本文提出了一種適用于非隔離型同步整流模式的二次電源防電流反灌電路，通過逐周期檢測同步整流管關斷后，高端Mos 管導通前這一死區(qū)時間內(nèi)Vds端電壓的高低電平狀態(tài)，實現(xiàn)當Buck 變換器處于斷續(xù)導通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode）時，關斷低端Mos 管的驅動電壓。仿真和實驗研究表明，該防電流反灌電路能有效防止電流反灌，保證了DC-DC 二次電源在各種工況下的安全高效工作。具有效率高，器件少，簡單可靠，適用于各種非隔離型拓撲等優(yōu)點，具有很高的應用價值。