非線性效應(yīng)對前向受激布里淵散射分布式傳感的影響*

楊玉蓮 劉黎明 鄧慶雪 賈新鴻 梁文燕 姜利 宋偉杰 牟欣揚(yáng)

(四川師范大學(xué)物理與電子工程學(xué)院,成都 610101)

以光力時(shí)域分析傳感器為例,實(shí)驗(yàn)研究了非線性效應(yīng)對前向受激布里淵散射分布式傳感的影響,并給出了優(yōu)化過程.前向受激布里淵散射的產(chǎn)生由于增益系數(shù)低,需要較高的脈沖功率(W級)進(jìn)行激發(fā),由于讀取脈沖光與散射光同向傳輸特性,高功率脈沖將誘發(fā)前向受激布里淵散射傳感系統(tǒng)中各種非線性效應(yīng).借鑒前人激活-讀取分離技術(shù),可有效避免激活脈沖非線性效應(yīng)的影響,然而讀取脈沖非線性效應(yīng)對傳感性能仍存在直接影響.基于此,本文研究了不同讀取脈沖功率條件下,非線性效應(yīng)對前向受激布里淵散射傳感性能的影響及其物理機(jī)理;具體展示了～4.7 km 標(biāo)準(zhǔn)單模光纖中,一、二階散射邊帶隨讀取脈沖功率的演化過程,最終找到了優(yōu)化區(qū)間,得到較為完美的本地增益譜,并且延長了傳感距離.

1 引言

受激布里淵散射(stimulated Brillouin scattering,SBS)是由泵浦波、斯托克斯波和聲學(xué)波之間通過電致伸縮和彈光效應(yīng)引起的非線性相互作用,可分為后向受激布里淵散射(backward SBS,BSBS)[1?4]和前向受激布里淵散射散射(forward SBS,FSBS).只有泵浦光注入光纖時(shí),由熱噪聲激發(fā)的R0m和TR2m聲學(xué)?？僧a(chǎn)生自發(fā)前向散射,稱之為聲波導(dǎo)布里淵散射(guided acoustic wave Brillouin scattering,GAWBS)[5?8].GAWBS 分為極化和去極化型,分別對應(yīng)于受激類拉曼散射(stimuated Raman-like FSBS,SRLS)與受激偏振間布里淵散射(stimulated inter-polarization FSBS,SIPS);前者與R0m模有關(guān),后者則與–45°/45° TR2m模有關(guān)[5].FSBS 已成功應(yīng)用于聲速測量[9]、光纖直徑估計(jì)[10,11]、溫度、應(yīng)變[12?15]傳感以及分布式光纖傳感器脈沖信噪比(signal-to-noise ratio,SNR)增強(qiáng)[16]等.聲阻抗傳感應(yīng)用包括點(diǎn)式[17?22]和分布式測量[23?30].與點(diǎn)式傳感器相比,FSBS 分布式光纖傳感由于多點(diǎn)同時(shí)測量能力而備受關(guān)注.與BSBS 分布式傳感使用較小泵浦功率不同,FSBS 傳感中W級高功率激活脈沖的注入,使其非線性影響更為強(qiáng)烈.值得注意的是,對于FSBS 傳感器,非線性效應(yīng)不僅包括自相位調(diào)制(self-phase modulation,SPM)、SPM 與群速度色散(group velocity dispersion,GVD)聯(lián)合作用導(dǎo)致的調(diào)制不穩(wěn)定性(modulation instability,MI)、受激拉曼散射(stimulated Raman scattering,SRS)、克爾-交叉相位調(diào)制(Kerr crossphase modulation,Kerr-XPM)、克 爾-四波混頻(Kerr four-wave mixing,Kerr-FWM),還包括區(qū)別于BSBS、由FSBS 多級頻率成分自動相位匹配所致的高階邊帶影響.

對于FSBS 分布式傳感,Zadok 課題組[23]提出光力時(shí)域反射(opto-mechanical time-domain reflectometry,OMTDR)技術(shù),基于瑞利散射測量泵浦-Stokes 功率分布提取FSBS 本地譜,其性能受制于泵浦-Stokes 激活光脈沖非線性影響;Thévenaz 課題組[25]提出的本地相位恢復(fù)(local phase recovery,LPR)技術(shù),基于激活-讀取脈沖分離,有效避免了激活脈沖對所測增益譜的直接影響,但非線性效應(yīng)對讀取脈沖功率有著嚴(yán)格限制,不可忽略.董永康課題組[10,27,29]在LPR 技術(shù)基礎(chǔ)上,引入兩個讀取脈沖分量(泵浦-Stokes),構(gòu)成光力時(shí)域分析(optomechanics time-domain analysis,OMTDA),該方法有效提升了SNR,且可實(shí)現(xiàn)納米精度包層直徑分布式測量[10],但非線性效應(yīng)仍會限制讀取脈沖輸入功率;本課題組提出基于二階邊帶解調(diào)本地譜的FSBS 分布式聲阻抗傳感,其脈沖能量可以更加深入至光纖內(nèi)部,有效提高了傳感距離和SNR[30].盡管上述實(shí)驗(yàn)針對FSBS 分布式傳感都取得了較好性能,但都受到光纖非線性的影響.因此,系統(tǒng)參數(shù)優(yōu)化是其中的必要環(huán)節(jié),這對于厘清各種非線性效應(yīng)對FSBS 分布式傳感器的影響、機(jī)理與優(yōu)化途徑具有重要意義.

本文以O(shè)MTDA 傳感系統(tǒng)[10,27]為例,研究不同讀取脈沖功率條件下,非線性效應(yīng)對FSBS 傳感性能的影響;給出了～4.7 km 標(biāo)準(zhǔn)單模光纖(standard single-mode fiber,SMF)的FSBS 邊帶隨讀取脈沖峰值功率的演化過程,最終找到了優(yōu)化區(qū)間,得到較為完美的FSBS 本地增益譜.

2 實(shí)驗(yàn)原理

OMTDA[10,27]原理如圖1 所示.雙頻長激活脈沖將R07模橫向聲場激發(fā)至穩(wěn)態(tài),目的是為了獲得聲子強(qiáng)度充分累積,并抑制由脈沖譜與FSBS 本征譜卷積引起的增益譜展寬.雙頻泵浦-Stokes 短讀取脈沖緊跟其后,用于探測感應(yīng)橫向聲場通過FSBS 作用產(chǎn)生的XPM (FSBS-XPM).兩激活脈沖頻率差與相位差和讀取脈沖兩分量頻率差與相位差分別相等,并且均位于R07模橫向聲共振頻率附近.該方法通過相干FSBS 獲得傳感SNR 顯著增強(qiáng)[10,27].利用布里淵光時(shí)域分析(Brillouin optical time-domain analysis,BOTDA)探測讀取脈沖泵浦-Stokes 分量功率演化,分別由P1(z)和P2(z)表示,滿足下列耦合波方程[27]:

圖1 OMTDA 實(shí)驗(yàn)原理圖[10,27]Fig.1.Schematic diagram of OMTDA[10,27].

式中α為損耗系數(shù).由 (1) 式和 (2)式可知[27]

式中Ωm為泵浦-Stokes 角頻率差.利用 (3) 式和(4)式可解調(diào)FSBS 本地增益譜.

3 實(shí)驗(yàn)裝置

實(shí)驗(yàn)裝置如圖2 所示,連續(xù)光由波長為1549.3 nm 的分布反饋半導(dǎo)體激光器(DFB-LD)輸出,經(jīng)50∶50 耦合器分為上、下兩條路徑.上路用于產(chǎn)生連續(xù)探測光,下路用于產(chǎn)生激活和讀取脈沖.下路分支中,電光調(diào)制器(EOM2)由任意波形發(fā)生器(AWG,Tectronix AWG7082C)驅(qū)動,處于雙邊帶載波抑制狀態(tài),產(chǎn)生雙頻激活和雙頻讀取脈沖;擾偏器(PS2)具有抑制BSBS 偏振噪聲以及抑制TR2m模GAWBS 影響的雙重作用.上路分支由微波源(MWS)驅(qū)動,經(jīng)過載波抑制EOM1產(chǎn)生雙邊帶連續(xù)光;偏振擾偏器(PS1)對連續(xù)光進(jìn)行擾偏,以克服偏振相關(guān)增益波動;通過摻鉺光纖放大器(EDFA1)對連續(xù)光進(jìn)行放大;可調(diào)諧帶通濾波器(TBPF1)用于濾除放大噪聲以及產(chǎn)生單邊帶探測光,再經(jīng)過EDFA2 二次放大注入待測光纖;TBPF2 和PD1 用于監(jiān)測脈沖狀態(tài).如圖1 所示,探測光與光源頻差分別以vB?vFSBS/2或vB+vFSBS/2(νB與νFSBS分別為BSBS 與FSBS 布里淵頻移)為中心掃頻(范圍60 MHz,步長3 MHz),將所得增益譜求和(抑制BSBS 布里淵頻移波動影響[27])可分別得出讀取脈沖泵浦與Stokes 分量功率分布;類似地,調(diào)整探測光與光源頻差,使探測光與激活或讀取脈沖二階邊帶頻差以νB為中心掃描,可得出對應(yīng)分量功率分布.接收端的帶通濾波器(BPF,帶寬 <0.1 nm)用于濾除端面反射與瑞利散射.數(shù)據(jù)采集卡(DAQ)對探測器(PD2)收集的信號進(jìn)行采集,采樣率為100 MSa/s.

圖2 OMTDA 實(shí)驗(yàn)裝置.Coupler,耦合器;DFB-LD,分布式反饋激光器;EOM,電光調(diào)制器;MWS,微波源;DC,直流電壓;PC,偏振控制器;PS,偏振擾偏器;EDFA,摻鉺光纖放大器;CIR,環(huán)形器;TBPF,可調(diào)諧帶通濾波器;AWG,任意波形發(fā)生器;BPF,帶通濾波器;VOA,可變光衰減器;FUT,待測光纖;PD,光電探測器;OSC,示波器;DAQ,數(shù)據(jù)采集卡Fig.2.Experimental setup of OMTDA.DFB-LD,distributed feedback laser diode;EOM,electro-optic modulator;MWS,microwave source;DC,direct current;PC,polarization controller;PS,polarization scrambler;EDFA,erbium-doped fiber amplifier;CIR,circulator;TBPF,tunable bandpass filter;AWG,arbitrary waveform generator;BPF,bandpass filter;VOA,variable optical attenuator;FUT,fiber under test;PD,photodetector;OSC,oscilloscope;DAQ,data acquisition card.

4 結(jié)果與討論

實(shí)驗(yàn)中使用約4.7 km 長的SMF 作為待測光纖,光纖約1.5 km 處利用丙酮溶液剝離光纖涂覆層,在一定程度上抑制涂覆層對聲波的吸收,從而增強(qiáng)聲子壽命.激活脈寬設(shè)置為400 ns,將橫向聲波場激發(fā)至穩(wěn)態(tài);探測脈寬為100 ns,對應(yīng)10 m 空間分辨;連續(xù)光入纖功率為–5 dBm;激活脈沖峰值功率為1.58 W.FSBS 掃頻范圍為318 —326 MHz,單次掃描平均次數(shù)為300,掃描步長為0.2 MHz.探測光與讀取脈沖作用時(shí),激活脈沖仍與之存在BSBS 作用.調(diào)節(jié)激活、讀取脈沖之間的頻率間距發(fā)現(xiàn):激活脈沖串?dāng)_隨二者頻率間距增大而減弱[29];當(dāng)激活、讀取脈沖頻率間隔達(dá)到約2 GHz 時(shí),串?dāng)_可忽略不計(jì).

圖3(a)和圖3(b)分別為激活脈沖低頻和高頻分量歸一化功率分布.很顯然,低頻脈沖在初始階段經(jīng)歷了明顯的放大.約超過1500 m 時(shí),激活脈沖低頻與高頻分量功率幾乎均降到零.考慮到所用泵浦功率均為瓦級,遠(yuǎn)超過MI 與SRS 閾值功率(分別約為100 與600 mW[31]).由于MI 使脈沖部分能量轉(zhuǎn)移至兩個邊帶,并且SRS 使部分能量轉(zhuǎn)移至距激活脈沖頻率約10 THz 的低頻邊帶,導(dǎo)致所測激活脈沖功率急劇下降[32].但是由于同向傳輸導(dǎo)致的自動波矢匹配特性,MI 邊帶與SRS 邊帶的雙頻脈沖分量FSBS 作用感應(yīng)聲場仍具有相干作用,激活脈沖MI 和SRS 對FSBS 激發(fā)效率并無明顯影響.同樣條件下,可以看到讀取脈沖在約1500 m 后能量依然存在,甚至可延伸至約4000 m,如圖4—圖7 所示.這些圖形給出了使用不同功率的讀取脈沖時(shí),FSBS 增益譜響應(yīng)結(jié)果,其中讀取脈沖峰值功率依次為1.38,0.69,0.36 和0.16 W.圖4—圖7 中,(a)和(b)分別給出了FSBS 低頻和高頻的二維(2D)增益譜響應(yīng),圖中黑色虛線表示低頻最高峰與高頻最低峰對應(yīng)的距離-頻移圖;經(jīng)差分處理得出的本地FSBS 增益譜如各圖中的(c)所示;并給出了低頻最高峰與高頻最低峰對應(yīng)的歸一化功率分布(圖(d)).下文中,為比較不同條件下的非線性傳感影響,將所測讀取脈沖與二階邊帶功率分布相對于1.38 W 讀取脈沖峰值功率分布的最大值作歸一化.

圖3 激活脈沖的(a)低頻和(b)高頻分量歸一化功率分布Fig.3.Power distribution of (a) low frequency and (b) high frequency components of activation pulses.

圖4 讀取脈沖峰值功率為1.38 W 時(shí),FSBS 的(a)低頻和(b)高頻歸一化功率分布,(c)差分后二維(2D)增益譜以及(d)低頻最高峰與高頻最低峰對應(yīng)的歸一化功率分布Fig.4.(a) Low-frequency,(b) high-frequency normalized power distribution,(c) post-processing 2D gain spectrum,and (d) normalized power distribution for the highest peak of low-frequency and lowest peak of high-frequency when the peak power of the reading pulse is 1.38 W.

由于讀取脈沖受到激活脈沖FSBS 感應(yīng)的橫向動態(tài)光柵(transverse dynamic grating,TDG)作用,并且其高頻與低頻相位差與激活脈沖保持一致,使得低頻讀取脈沖功率表現(xiàn)為增益,而高頻讀取脈沖則受到消耗作用[10,27].因此理想情況下,低頻分量功率分布隨掃頻呈對稱凸起狀;而高頻分量功率分布則為對稱凹陷狀.從圖4(a)和圖4(b)可以看出,讀取脈沖的高頻與低頻功率分布表現(xiàn)出嚴(yán)重的頻移非對稱性(高頻最小峰與低頻最大峰對應(yīng)頻移逐漸偏離R07聲模共振頻率(約322 MHz)).相應(yīng)地,提取的FSBS 本地譜表現(xiàn)出嚴(yán)重的扭曲失真,限制了傳感SNR 與距離(見圖4(c)).這可能與讀取脈沖Kerr-XPM 和FSBS 相干疊加形成的Fano共振[25]有關(guān);此外,Kerr-FWM 與級聯(lián)的FSBS效應(yīng)使得不同邊帶之間產(chǎn)生復(fù)雜的能量轉(zhuǎn)移,從而加劇了功率分布與本地增益譜的頻移非對稱性.

從圖4(a)和圖4(b)還可以看出,讀取脈沖高頻與低頻分量功率沿傳感距離整體表現(xiàn)出一定的下降趨勢.這是因?yàn)樽x取脈沖峰值功率過高(1.38 W),出現(xiàn)了MI 和SRS 的聯(lián)合效應(yīng),能量提前衰減,從而影響傳感距離(讀取脈沖峰值功率為0.69 W 的圖5 也出現(xiàn)類似情況).

圖5 讀取脈沖峰值功率為0.69 W 時(shí),FSBS 的(a)低頻和(b)高頻歸一化功率分布,(c)差分后2D 增益譜以及(d)低頻最高峰與高頻最低峰對應(yīng)的歸一化功率分布Fig.5.(a) Low-frequency,(b) high-frequency normalized power distribution,(c) post-processing 2D gain spectrum,and (d) normalized power distribution for the highest peak of low-frequency and lowest peak of high-frequency when the peak power of the reading pulse is 0.69 W.

減小讀取脈沖的峰值功率時(shí),FSBS 傳感的非線性影響逐漸減弱,表現(xiàn)為讀取脈沖高頻與低頻分量功率分布、以及FSBS 本地增益譜非對稱性逐漸好轉(zhuǎn)(見圖4—圖7 所示變化過程;圖4—圖6 中頻移非對稱性起始點(diǎn)分別約為0.5,1,1.2 km).當(dāng)讀取脈沖峰值功率減小到一定程度后(0.3—0.1 W),增益譜變化不大,非對稱性明顯減少,非線性效應(yīng)對傳感的影響顯著減弱,此時(shí)傳感SNR 較好的區(qū)域得到擴(kuò)展,MI 與SRS 引起的功率分布下降可忽略(圖6 和圖7).實(shí)驗(yàn)還觀察到,當(dāng)讀取脈沖功率低于～0.1 W 后,SNR 將顯著惡化(圖中未畫出).需要說明的是,圖7(c)中,FSBS峰值頻移沿光纖的變化是由于包層直徑的改變引起的[10,11].

圖6 讀取脈沖峰值功率為0.36 W 時(shí),FSBS 的(a)低頻和(b)高頻歸一化功率分布,(c)差分后2D 增益譜以及(d)低頻最高峰與高頻最低峰對應(yīng)的歸一化功率分布Fig.6.(a) Low-frequency,(b) high-frequency normalized power distribution,(c) post-processing 2D gain spectrum,and (d) normalized power distribution for the highest peak of low-frequency and lowest peak of high-frequency when the peak power of the reading pulse is 0.36 W.

圖7 讀取脈沖峰值功率為0.16 W 時(shí),FSBS 的(a)低頻和(b)高頻歸一化功率分布,(c)差分后2D 增益譜以及(d)低頻最高峰與高頻最低峰對應(yīng)的歸一化功率分布Fig.7.(a) Low-frequency,(b) high-frequency normalized power distribution,(c) post-processing 2D gain spectrum,and (d) normalized power distribution for the highest peak of low-frequency and lowest peak of high-frequency when the peak power of the reading pulse is 0.16 W.

圖8 讀取脈沖峰值功率為1.38 W 時(shí),二階FSBS 邊帶的(a)低頻與(b)高頻分量歸一化功率分布Fig.8.Normalized power distribution of (a) low frequency and (b) high frequency components of 2nd-order FSBS sidebands when the peak power of the reading pulse is 1.38 W.

圖9 讀取脈沖峰值功率為0.69 W 時(shí),二階FSBS 邊帶的(a)低頻與(b)高頻分量歸一化功率分布Fig.9.Normalized power distribution of (a) low frequency and (b) high frequency components of 2nd-order FSBS sidebands when the peak power of the reading pulse is 0.69 W.

圖10 讀取脈沖峰值功率為0.36 W 時(shí),二階FSBS 邊帶的(a)低頻與(b)高頻分量歸一化功率分布Fig.10.Normalized power distribution of (a) low frequency and (b) high frequency components of 2nd-order FSBS sidebands when the peak power of the reading pulse is 0.36 W.

為進(jìn)一步探究級聯(lián)FSBS 和Kerr-FWM 等非線性效應(yīng)的傳感影響機(jī)理,圖8—圖11 給出了不同讀取脈沖峰值功率條件下,二階邊帶高頻(圖(b))與低頻(圖(a))分量歸一化功率分布.對比可知,讀取脈沖峰值功率愈高,轉(zhuǎn)移到邊帶的能量愈多.與前述圖4—圖7 對應(yīng),當(dāng)功率為1.38 W 時(shí),邊帶功率分布也呈現(xiàn)出強(qiáng)烈的頻移非對稱性,這一特性與前述一階邊帶功率分布類似.這表明不同邊帶間存在復(fù)雜的非線性相互作用.當(dāng)讀取脈沖峰值功率降到0.1—0.3 W(低于SRS 閾值,接近MI 閾值)時(shí),如圖11 所示,二階邊帶得到明顯抑制,此時(shí)能量大部分集中在一階邊帶上,可獲得較好的傳感效果.因此,實(shí)驗(yàn)證實(shí)了讀取脈沖功率并不是越高越好,并體現(xiàn)了優(yōu)化過程.

圖11 讀取脈沖峰值功率為0.16 W 時(shí),二階FSBS 邊帶的(a)低頻與(b)高頻分量歸一化功率分布Fig.11.Normalized power distribution of (a) low frequency and (b) high frequency components of 2nd-order FSBS sidebands when the peak power of the reading pulse is 0.16 W.

5 結(jié)論

本文以O(shè)MTDA 傳感系統(tǒng)為例,結(jié)合BOTDA探測技術(shù),實(shí)驗(yàn)研究了不同功率讀取脈沖下非線性效應(yīng)對FSBS 分布式傳感的影響,并進(jìn)行了優(yōu)化研究.研究發(fā)現(xiàn),當(dāng)讀取脈沖峰值功率較高時(shí)(達(dá)到W級),FSBS 增益譜嚴(yán)重展寬且出現(xiàn)扭曲,這是由較高功率誘發(fā)的聯(lián)合非線性效應(yīng)所致.對讀取脈沖功率進(jìn)行了優(yōu)化研究,給出了4.7 km SMF 中,不同讀取脈沖峰值功率下一階、二階邊帶FSBS 增益譜強(qiáng)度、形狀的變化過程,并找到了一個較好的功率優(yōu)化區(qū)間,使得非線性效應(yīng)影響與傳感SNR 達(dá)到較好平衡.本研究對于厘清各種非線性效應(yīng)對FSBS 分布式傳感的影響、機(jī)理與優(yōu)化途徑具有重要意義.