交錯并聯(lián)雙管正激變換器的研究與設(shè)計

廖鳴宇 鄭和俊 李中原

（貴州航天林泉電機有限公司，貴州 貴陽 550000）

0 引言

隔離型DC/DC 變換器拓撲廣泛應(yīng)用于高可靠場合，中小功率多路輸出供電系統(tǒng)中主要以單端反激、單端正激、推挽、半橋結(jié)構(gòu)為主，稍大功率的應(yīng)用主要是全橋結(jié)構(gòu)，根據(jù)實現(xiàn)軟開關(guān)的方式不同，全橋結(jié)構(gòu)又分為移相全橋和LLC。但全橋結(jié)構(gòu)兩個橋臂分別連接輸入電源正極和負極，存在潛在的直通風(fēng)險，雙管正激變換器則可以很好地避免此類問題。

雙管正激變換器是由單端正激變換器衍生而來的，拓撲自帶磁復(fù)位功能，不需要額外設(shè)計磁復(fù)位電路。除此之外，工作過程中磁芯單向磁化降低了變換器的磁滯損耗，但傳統(tǒng)的雙管正激變換器占空比小于0.5，不適用于大功率場合，難以適應(yīng)電力電子化系統(tǒng)大功率的發(fā)展趨勢，交錯并聯(lián)型雙管正激變換器則是一種很好的解決辦法，開關(guān)工作在交錯狀態(tài)下降低了輸入電流紋波，減小了前級濾波器體積，一定程度上提高了設(shè)備的功率密度。

綜上所述，交錯并聯(lián)雙管正激變換器有著無法比擬的優(yōu)勢，該文在雙管正激模態(tài)分析的基礎(chǔ)上進行小信號建模，分析單電壓環(huán)控制方式，得到系統(tǒng)bode 圖，再進行環(huán)路補償。在理論分析和公式推導(dǎo)的基礎(chǔ)上，最終給出基于UC1525 芯片的全國產(chǎn)化設(shè)計方案。

1 主電路工作原理與環(huán)路分析

1.1 模態(tài)分析

交錯并聯(lián)雙管正激變換器電路如圖1 所示，該變換器在一個工作周期內(nèi)有六個工作模態(tài)，下面將做簡單分析。

模態(tài)1[圖1 （a），t-t]：該模態(tài)從t時刻開始，S、S閉合，S、S斷開，這時變壓器T處于正向勵磁狀態(tài)，勵磁電流i線性上升，變壓器T處于磁復(fù)位狀態(tài)，勵磁電流通過二極管D、D流回電源，勵磁電流i下降，第一路正激變換器向副邊傳遞能量，因此整流二極管D正向?qū)?，D和D反向截止。對兩路勵磁電感分別列電感電壓伏秒平衡公式可以得到式（1）、式（2）。

式中：i為T原邊勵磁電感電流，i為T原邊勵磁電感電流，V為輸入電壓，t表示模態(tài)一結(jié)束時間，L為T原邊勵磁電感，L為T原邊勵磁電感。

這段時間內(nèi)功率器件S、S、D、D所承受的電壓為輸入電壓V的一半，整流二極管D承受電壓為輸出電壓的兩倍。

模態(tài)2[圖1 （b），t-t]：t時刻勵磁電流i下降至0，此時會有一個短暫的諧振過程，MOS 管S、S的寄生電容C、C和勵磁電感L開始諧振，C、C開始放電，若控制開關(guān)時間在C、C放電為0 時開通S、S則可以實現(xiàn)零電壓開通（ZVS），D電壓被鉗位至V/K。副邊整流二極管D繼續(xù)導(dǎo)通，同理對此過程電感電流與電容電壓列式同樣可以得到主變壓器和輸出電容的變量關(guān)系，此處不再累述。

模態(tài)3[圖1 （c），t-t]：該模態(tài)S、S、S、S都關(guān)斷，第二路雙管正激勵變換器已經(jīng)完成磁復(fù)位過程，第一路雙管正激勵變換器開始磁復(fù)位，因此二極管D、D開始續(xù)流，勵磁電流i線性下降，副邊整流二極管D、D關(guān)斷，續(xù)流二極管D導(dǎo)通。當i下降至0 時又會繼續(xù)發(fā)生諧振，與上述過程一致，只是換作另外一路，因此模態(tài)4、5、6 不做累述，對該部分列表達式可以得到式（3）、式（4）。

式中：T為開關(guān)周期。

模態(tài)3 持續(xù)時間為t=（1/2-D）T。

1.2 小信號建模分析

電源變換器的動態(tài)指標例如電源調(diào)整率、負載調(diào)整率、輸出電壓精度、并聯(lián)模塊的不均流度等取決于系統(tǒng)的閉環(huán)控制，因此對變換器進行小信號建模后環(huán)路補償設(shè)計是非常有必要的。該節(jié)從buck 變換器的角度出發(fā)，將輸出電壓反算到變壓器原邊側(cè)，將1.1 節(jié)所推導(dǎo)的穩(wěn)態(tài)公式進行線性化，分離擾動，用直流分量與小信號分量之和的方式替代整理后可以得到小信號等效電路圖，據(jù)此可以推導(dǎo)出各傳遞函數(shù)，如式（5）～式（8）所示。

注：式中G（s）為輸出電壓對占空比傳遞函數(shù)，G（s）為輸出電壓對輸入電壓傳遞函數(shù)，G（s）為電感電流對占空比傳遞函數(shù)，G（s）為電感電流對輸入電壓傳遞函數(shù)，H（s）為滯后函數(shù)，V為輸出電壓，D 為占空比，R 為電阻，SRC 為自激振蕩函數(shù)。v（s）為輸出電壓擾動變量，v（s）為輸入電壓擾動變量，d（s）為占空比擾動變量，i（s）為電感電流擾動變量。

2 電路設(shè)計

兩路雙管正激變換器交錯并聯(lián)，共用一套輸入和輸出濾波電路，使用UC1525 模擬控制芯片產(chǎn)生兩路互補的PWM波對變換器進行單電壓環(huán)控制，采用驅(qū)動芯片與隔離驅(qū)動變壓器組合的方式實現(xiàn)對高低邊管的隔離驅(qū)動。同時，系統(tǒng)還包括了輔助供電、過壓保護（OVP）、過流保護（OCP）、過溫保護（OTP）和欠壓保護（UVP）。

2.1 控制電路設(shè)計

該變換器的主控芯片采用UC1525，該芯片內(nèi)部集成了電壓基準、誤差放大器、鋸齒波發(fā)生器、脈寬調(diào)制器、同步電路、雙端口互補驅(qū)動輸出電路，并具有軟啟動、死區(qū)調(diào)節(jié)、欠壓鎖定和輸出關(guān)斷等功能。權(quán)衡開關(guān)損耗和磁芯體積后通過CT 和CR 設(shè)置開關(guān)頻率為100kHz。

電流型 PWM 控制是在傳統(tǒng)的 PWM 電壓控制的基礎(chǔ)上引入電流反饋，將原來的電壓單環(huán)控制改進為電壓電流雙環(huán)控制，即一個電流內(nèi)環(huán)控制和一個電壓外環(huán)控制，以提高轉(zhuǎn)換器的性能。雙環(huán)開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)它將主電路的電感電流、開關(guān)管的電流或整流二極管的電流轉(zhuǎn)為電壓信號。電壓控制器將輸出電壓 v與參考電壓v之間的差值進行比較、放大，產(chǎn)生誤差信號v，作為電流控制器 CA 的一個輸入，并將它與電壓信號V相比較，產(chǎn)生一個控制電壓v，v作用于開關(guān)控制器，將模擬量調(diào)制為脈沖信號D 來控制開關(guān)管的導(dǎo)通或關(guān)斷。電流控制環(huán)由開關(guān)變化器、Rs 、電流控制器和開關(guān)控制器等組成。電流控制環(huán)是內(nèi)環(huán)，實現(xiàn)電流自動調(diào)節(jié)；電壓控制環(huán)是外環(huán)，實現(xiàn)電壓自動調(diào)節(jié)。

電流控制模式可以分為峰值電流模式和平均電流模式。 平均電流模式控制成熟應(yīng)用于20 世紀90 年代后期的高速 CPU 專用的具有高電流變化率動態(tài)響應(yīng)供電能力的低電壓、大電流開關(guān)電源。平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流編程信號，不需要斜率補償，調(diào)試好的電路抗噪聲性能優(yōu)越，易于實現(xiàn)均流。缺點是雙閉環(huán)放大器的帶寬、增益等參數(shù)配合設(shè)計調(diào)試較為復(fù)雜。因此該設(shè)計使用峰值電流控制，并對峰值電流控制理論進行分析，建立仿真模型，最后搭建實物進行驗證。

圖1 雙路交錯并聯(lián)雙管正激變換器模態(tài)圖

2.2 輔助供電設(shè)計

該設(shè)計未使用市面上的輔助供電模塊，而是基于UC1525 芯片設(shè)計反激式變換器為系統(tǒng)供電，為雙路輸出反激變換器，輸入電壓V通過RC 延時電路為芯片UC1525供電，反激變換器開始工作，輸出兩路電壓為主變壓原副邊電路分別供電，其中一路電壓建立后經(jīng)過二極管回到芯片的VCC 腳，實現(xiàn)了芯片的自供電。由于雙路輸出反激式變換器存在交叉調(diào)整問題，芯片只能對一路輸出采樣后實現(xiàn)閉環(huán)控制，而另一路輸出電壓不能穩(wěn)定到預(yù)定電壓，供電過程中電壓動態(tài)特性差，該設(shè)計采用穩(wěn)壓管和三極管組合的方式實現(xiàn)對輸出電壓的降壓穩(wěn)定。

2.3 驅(qū)動電路設(shè)計

控制電路輸出電壓最高值為芯片供電電壓，多為12-15V，但MOS 管開通電壓通常更高，需要達到20V 才能保證MOS 管正常開通關(guān)斷，這就需要在電路設(shè)計時加入驅(qū)動電路，提高驅(qū)動能力，實現(xiàn)控制電路到供電電路之間的相互控制，也是實現(xiàn)弱電控制強電的重要環(huán)節(jié)。需要設(shè)計采用常規(guī)控制芯片MIC4422，該芯片一片具有兩個驅(qū)動通道，能夠?qū)崿F(xiàn)雙路PWM 驅(qū)動控制，同時兩路PWM 的死區(qū)可以通過電阻進行調(diào)節(jié)，增加了電路設(shè)計的靈活性，足夠的死區(qū)時間能夠有效避免半橋管子直通現(xiàn)象，但在該設(shè)計中不存在該問題，這是雙管正激變換器自帶的拓撲優(yōu)勢。MIC4422 能夠提供2A 的源電流和3A 的灌電流，驅(qū)動能力很強，適用于各類PWM 控制電路。

2.4 主變壓器磁芯選擇

主變壓器磁芯選擇是變換器設(shè)計的關(guān)鍵步驟，恰當?shù)拇判続P 值能夠減小鐵損，同時保障各功率器件的電流應(yīng)力不會太高，該電源變換器設(shè)計的工作頻率為100kHz，高頻變壓器的磁芯采用VAC 公司的超微晶材料，相對常用鐵氧體磁芯飽和磁密通常低于0.5T，而超微晶材料飽和磁通密度可達到1.2T，而且即使在高溫下也能保持，另外鐵損相對普通鐵氧體也要小。根據(jù)VAC 公司提供的功率變壓器磁芯的標準規(guī)格型號表格，800W 功率選用080-W438 的磁芯。

3 試驗平臺搭建與結(jié)果分析

基于以上對交錯雙管正激變換器的模態(tài)分析、控制環(huán)路研究和關(guān)鍵電路設(shè)計，為驗證理論分析的有效性和可行性，該節(jié)搭建了一臺800W 工作在CCM 模式下的單電壓環(huán)雙路交錯并聯(lián)型雙管正激變換器試驗樣機。

該變換器實現(xiàn)了輸入270V 降壓至28V 的功能，滿載時的啟動時間為100ms，電源輸入電壓270V，但啟動時存在過沖，電壓升至400V，這是由輸入電源的自調(diào)節(jié)導(dǎo)致的。輸出電壓紋波峰峰值為100mV，交錯并聯(lián)后的電流紋波會相互抵消一部分，使得總電流紋波峰值降低，最終使輸出電壓紋波減小，這是交錯并聯(lián)變換器的優(yōu)勢。

電感電流變化規(guī)律與電感電壓伏秒平衡定理相吻合，在MOS 管開通時電流上升，關(guān)斷時電流下降。值得注意的是，在MOS 管關(guān)斷時電流仍會繼續(xù)上升一段時間，這是由漏感上存儲的能量造成的。正激變換器在主開關(guān)閉合期間傳遞能量，因此副邊勵磁電流變化規(guī)律與原邊基本一致，管子閉合期間變壓器副邊電流先上升后下降。由于兩路雙管正激交錯工作，副邊續(xù)流二極管兩端電壓變化頻率高于開關(guān)頻率f。

占空比D 在0-0.85 且負載為800 W 時試驗樣機的損耗分布情況如下。1）磁芯損耗是主要損耗來源，主要包括磁滯損耗、渦流損耗和剩余損耗，若要降低此部分損耗，可以考慮設(shè)計時保留足夠大的磁擺幅量B； 2）開關(guān)損耗僅次于磁芯損耗，損耗值為25.25W；3）導(dǎo)通損耗主要體現(xiàn)在變壓器副邊續(xù)流二極管上，二極管固有的反向恢復(fù)電壓和導(dǎo)通阻抗使得該部分損耗較大，若使用同步整流電路會有較大提高，在低壓和大電流應(yīng)用中，輸出電容器的損耗不可忽略。

變換器在輸入電壓V= 270V、輸出電壓V= 28V 下隨著負載逐漸加大，效率呈現(xiàn)上升趨勢，滿載時達到了最大值90.23%，在200W 負載時效率最低，為73.5%。若要進一步提高變換器效率，從電路的角度考慮，可采用有源箝位電路和同步整流電路來降低開關(guān)損耗和輸出側(cè)二極管導(dǎo)通損耗；從磁芯的角度考慮，可采用更大磁導(dǎo)率的磁芯材質(zhì)，或是更大AP 值磁芯。

4 結(jié)語

該文對交錯并聯(lián)雙管正激變換器進行了研究和設(shè)計。首先分析了變換器拓撲工作模態(tài)，為更好地研究該變換器的動態(tài)指標，進行了小信號建模，根據(jù)Bode 圖的零極點個數(shù)確定補償類型，優(yōu)化電壓環(huán)參數(shù)設(shè)計；其次計算主變壓器參數(shù)，設(shè)計主控及驅(qū)動電路、反激式變換器輔助供電電路；最后搭建了一個輸入270V、28V 輸出功率800W 的試驗樣機。結(jié)果表明，該變換器工作過程中由于二極管的鉗位作用，主開關(guān)管V電壓應(yīng)力小，交錯并聯(lián)的工作方式使得輸入電壓紋波很小，僅為100mV，最終滿載測試效率高達90%。與橋式變換器相比，該變換器無潛在的直通風(fēng)險，具有非常大的工程應(yīng)用價值。