含耦合電感的高增益準(zhǔn)Z 源DC/DC 變換器?

房緒鵬題曉東綦中明林 強(qiáng)

(山東科技大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，山東 青島 266590)

在光伏電池、燃料電池等新能源發(fā)電系統(tǒng)中，其輸出電壓遠(yuǎn)低于并網(wǎng)運(yùn)行的電壓，因此需要高增益的DC/DC 變換器將低電壓轉(zhuǎn)變成為可供負(fù)載直接使用或并網(wǎng)所需要的高電壓[1]。為了解決傳統(tǒng)升壓變換器升壓能力不足的問題，國內(nèi)外諸多學(xué)者研究出了多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來提高變換器的電壓增益:(1)Z 源直流變換器，2002 年彭方正提出了Z 源網(wǎng)絡(luò)[2]，并在之后又提出了準(zhǔn)Z 源等改進(jìn)型結(jié)構(gòu)[3]，這兩種變換器與傳統(tǒng)直流變換器相比，升壓能力得到改善，但是依然存在著電壓增益受占空比的制約，未能得到顯著的提高；(2)多級變換器[4]，雖然能顯著提高變換器的電壓增益，但使用更多的器件，降低了效率，控制方法更加復(fù)雜；(3)開關(guān)電容和開關(guān)電感技術(shù)[5]，可將多個(gè)開關(guān)電容或開關(guān)電感結(jié)構(gòu)并聯(lián)組合在一起，使電壓增益成倍增加，但是電路使用的元器件較多，導(dǎo)致變換器體積增大，成本增高；(4)耦合電感技術(shù)[6]，變換器的電壓增益調(diào)節(jié)維度更加寬廣且避免工作在極限占空比，無源箝位技術(shù)的引入，可吸收漏感，減小了因耦合電感引起的開關(guān)管電壓尖峰，簡化了電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，提升了能量的傳輸效率。

由于采用耦合電感能夠在一定程度上減少電路中的無源元件，提高變換器的功率密度和升壓能力，因此近些年有大量學(xué)者投入到磁耦合阻抗源網(wǎng)絡(luò)的構(gòu)建工作中，其中文獻(xiàn)[7]對構(gòu)造磁耦合阻抗源網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行了總結(jié)，對比現(xiàn)有的磁耦合阻抗源網(wǎng)絡(luò)，性能比較好的有Trans-Z 源、Y 源、Δ 源、TZ 源。與含有兩繞組耦合的Trans-Z 源相比，含三繞組耦合的Y源和Δ 源以及含四繞組耦合的TZ 源，不夠輕便而且不經(jīng)濟(jì)。相比之下，兩繞組耦合的結(jié)構(gòu)更加簡單、經(jīng)濟(jì)、重量小、可靠性高。

結(jié)合兩繞組耦合電感結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢，提出了一種含耦合電感的高增益準(zhǔn)Z 源DC/DC 變換器，在耦合電感的初級繞組配合準(zhǔn)Z 源網(wǎng)絡(luò)的二極管和電容形成吸收回路，可以對漏感能量進(jìn)行回收利用，削減了開關(guān)器件電壓應(yīng)力及電壓尖峰，提升了變換器效率；次級連接電容和二極管形成升壓單元，可以對功率回路中的電容進(jìn)行充電儲能，以實(shí)現(xiàn)電壓增益的提高。分析了其運(yùn)行原理及工作性能，最后通過實(shí)驗(yàn)證明了理論推導(dǎo)的可行性。

1 電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1 為含耦合電感的高增益準(zhǔn)Z 源DC/DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。耦合電感和二極管VD2以及儲能電容C3形成升壓單元。為了方便分析，耦合電感由一個(gè)勵(lì)磁電感Lm、一個(gè)理想變壓器及一個(gè)漏感Lk的并聯(lián)結(jié)構(gòu)等效替換[8]；等效電路如圖2 所示。其中，匝數(shù)比為N1∶N2＝1 ∶n，Uin為輸入電壓，Uo為輸出電壓，S 為MOSFET 開關(guān)管，C1，C2，C3為儲能電容；C4為濾波電容；R為負(fù)載電阻。

圖1 所提變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2 變換器等效結(jié)構(gòu)

為方便分析變換器工作原理，可假設(shè)電路中的所有電感足夠大，以確保電感電流在連續(xù)導(dǎo)通狀態(tài)下工作；電容足夠大，使其在穩(wěn)定狀態(tài)下保持電壓不變；電路中的開關(guān)管、二極管均為沒有開關(guān)損耗且導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間為零的理想器件[9]。

1.2 工作原理

在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)，該變換器有如下三種工作模態(tài)。圖3 為變換器的主要元器件的波形圖。圖4為該變換器在每個(gè)工作模態(tài)下的等效電路圖。ugs為開關(guān)管S 驅(qū)動(dòng)信號，iL1，iLm，iLk為流過L1，Lm，Lk的電流；us，is為流過開關(guān)管S 的電壓和電流；uVD1，uVD2，uVD3為二極管VD1，VD2，VD3的電壓，iVD1，iVD2，iVD3為二極管VD1，VD2，VD3的電流。

圖3 變換器主要工作波形

圖4 變換器各模態(tài)等效模型圖

模態(tài)1[t0～t1]S 導(dǎo)通，VD2導(dǎo)通，VD1，VD3關(guān)斷。Uin和C1通過S 向輸入電感L1及副邊繞組N2充電，流過電感L1兩端的電流呈增大趨勢；C2給Lm，Lk充電儲能；N2由于變壓器效應(yīng)，次級漏感電流使VD2導(dǎo)通，使得次級漏感流入C3。在t＝t1時(shí)，該模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)2[t1～t2]S 繼續(xù)導(dǎo)通，VD1，VD3關(guān)斷，VD2由于次級漏感充電完畢，反向截止關(guān)斷。Uin和C1繼續(xù)向輸入電感L1及副邊繞組N2充電，C2向Lm，Lk充電儲能；此模態(tài)下C3的電壓依然等于N2的電壓，VD2兩端形成等電位點(diǎn)，電壓近似為0。

模態(tài)3[t2～t3]S 關(guān)斷，VD1，VD3導(dǎo)通，VD2關(guān)斷。Uin與L1向C2充電儲能；Lk和N1通過VD1把能量轉(zhuǎn)移給C1；Uin，L1，Lm，N2和C3共同把能量提供給負(fù)載，從而提高了輸出電壓Uo，電感電流iL1，iLm下降至大于零的某一值，t＝t3時(shí)刻，此模態(tài)結(jié)束，完成一個(gè)周期的工作。

2 變換器的穩(wěn)態(tài)特性分析

2.1 變換器增益特性分析

為簡化分析，根據(jù)上述三種工作模態(tài)進(jìn)行電壓關(guān)系推導(dǎo)。

由模態(tài)1、模態(tài)2 等效電路可得:

由模態(tài)3 等效電路可得:

根據(jù)電感L1，N1，N2伏秒平衡原理，對式(1)、式(2)整理可得:

式中:D為開關(guān)占空比，Ts為一個(gè)開關(guān)周期，并對上式計(jì)算化簡可得:

得到該變換器的電壓增益為:

圖5 為電壓增益G與n以及占空比D的關(guān)系。可以看出電壓增益與n和D是成正比的關(guān)系，當(dāng)選取的n與D越大時(shí)，獲得的電壓增益越高。

圖5 電壓增益變化曲線

2.2 開關(guān)管及二極管電壓應(yīng)力分析

根據(jù)以上工作模態(tài)進(jìn)行推導(dǎo)計(jì)算，可以得出開關(guān)管S 及二極管的電壓應(yīng)力分別為:

當(dāng)輸出電壓Uo一定時(shí)，二極管VD1和VD3的電壓應(yīng)力是和Uo相等的，開關(guān)管S 的電壓應(yīng)力隨著匝數(shù)比(1/n)的減小而減??；而VD2的電壓應(yīng)力隨著匝數(shù)比的減小而增大，所以綜合考慮開關(guān)管S 和二極管VD2的電壓應(yīng)力，在選取匝數(shù)比時(shí)不應(yīng)過小。

2.3 變換器的性能對比分析

表1 為所提變換器與文獻(xiàn)[10]所提Trans-Z變換器以及文獻(xiàn)[11]所提改進(jìn)型Trans-Z 變換器的特性對比?？芍嶙儞Q器的電壓增益，得到了顯著的提高，并且還降低了開關(guān)管S 以及VD1電壓應(yīng)力。

從表1 可知，Trans-Z 變換器和改進(jìn)型Trans-Z變換器都是通過增大耦合電感匝數(shù)比來提高變換器的升壓能力；而本文所提變換器與其最大的不同在于匝數(shù)比越小，升壓能力越強(qiáng)。有助于選擇磁芯尺寸小的電感元件，可減小漏感，進(jìn)而降低變換器的體積和成本。為合理對比其性能，匝數(shù)比同為1 ∶1，變換器的電壓增益曲線對比如圖6 所示，可以看出所提變換器電壓調(diào)節(jié)范圍更寬，在高電壓增益方面的優(yōu)勢更大。

表1 工作特性對比

圖6 電壓增益曲線對比

3 仿真驗(yàn)證

在MATLAB/SIMULINK 軟件中對該電路拓?fù)溥M(jìn)行建模并進(jìn)行仿真驗(yàn)證[12]，主拓?fù)湓骷?shù)見表2。

表2 拓?fù)湓骷?shù)

選取了一些重要元件的仿真波形如圖7 所示，各元器件的波形在短暫的波動(dòng)后，電壓和電流均能達(dá)到穩(wěn)定的狀態(tài)，同時(shí)也驗(yàn)證了理論分析與仿真結(jié)果的一致性。

圖7 仿真波形

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論推導(dǎo)的正確性，根據(jù)圖1 的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)制作了一臺140 W 的樣機(jī)。應(yīng)用型號為TMS320F28335 的開發(fā)板作為核心控制器件產(chǎn)生PWM 控制信號，全控開關(guān)型號選用H25R1202，驅(qū)動(dòng)板型號為TX－DA962D[13]，實(shí)驗(yàn)元件參數(shù)詳見表2，各元器件的實(shí)驗(yàn)波形如圖8 所示。

圖8 實(shí)驗(yàn)波形

在圖8(a)中輸入電壓為24 V，輸出電壓117 V，與120 V 的理論值非常接近，從輸入電流的波形中可以看出，輸入電流連續(xù)；圖8(b)分別為C1，C2，C3的電壓波形，其電壓分別為23.2 V，47 V，46.8 V，與理論值也基本吻合，而且遠(yuǎn)小于Uo，具有較小的電容電壓應(yīng)力；圖8(c)和(d)為開關(guān)管S 和二極管分別對應(yīng)的電流和電壓，S 和VD2的電壓均為59 V，僅為Uo/2，有助于選擇電壓應(yīng)力低、通態(tài)損耗小的開關(guān)器件；VD1和VD3電壓大小相等，與理論值基本符合。從其對應(yīng)的電流波形可以看出，流過開關(guān)管S 的電流較小，基本實(shí)現(xiàn)了零電流啟動(dòng)，二極管VD1，VD2，VD3的電流均可以自然回零關(guān)斷，避免了反向恢復(fù)的問題。在考慮到器件損耗、線路內(nèi)阻、耦合電感漏感等不可避免因素影響下[14]，各元器件的實(shí)驗(yàn)電壓與理論推導(dǎo)電壓吻合較好，同時(shí)驗(yàn)證了理論分析的合理性。

圖9 為通過實(shí)驗(yàn)和仿真得到的效率對比曲線圖。從圖中可知，本文所提變換器效率高于文獻(xiàn)[10]所提Trans-Z 變換器的效率，當(dāng)負(fù)載的功率為150 W 時(shí)，效率最高，大約為94.6%。

圖9 效率對比曲線

5 結(jié)論

提出了一種含耦合電感的具有高升壓、低電容電壓應(yīng)力的準(zhǔn)Z 源DC/DC 變換器，通過詳細(xì)的理論分析及實(shí)驗(yàn)，證明了該變換器有如下特點(diǎn):耦合電感以小于等于1 的匝數(shù)比工作時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)更高的電壓增益輸出，當(dāng)匝比小于1 時(shí)，有利于選擇磁芯尺寸小的電感元件，可減小漏感，降低變換器容量和體積；漏感能量可以被重新吸收利用，開關(guān)器件的電壓尖峰得到顯著降低，電壓應(yīng)力大大減小；輸入電流平穩(wěn)連續(xù)，電容電壓應(yīng)力小，使得變換器的能量傳輸效率和工作可靠性得到了很大的提升。綜上所述，所提出的變換器可應(yīng)用于低壓可再生新能源發(fā)電領(lǐng)域。