寬帶多載波微波光鏈路多源非線性數(shù)字補償方法*

寧婕妤,王 群

(1.中國西南電子技術(shù)研究所,成都 610036;2.93128部隊，北京 100843)

0 引 言

衛(wèi)星通信具有覆蓋范圍廣、作用距離遠(yuǎn)、可靠性高、組網(wǎng)靈活、不受地形限制等突出優(yōu)點，為主干網(wǎng)和邊緣節(jié)點提供了一條直達(dá)的捷徑，將區(qū)域通信網(wǎng)絡(luò)延伸至地球的每個角落，極大地彌補了地面通信網(wǎng)絡(luò)覆蓋不足的缺陷，成為信息系統(tǒng)實現(xiàn)全球通信服務(wù)的主要途徑[1-3]。未來個人信息時代，若要實現(xiàn)“全球個人通信”，通過衛(wèi)星通信系統(tǒng)與地面通信系統(tǒng)相融合將得到滿足[4-5]。衛(wèi)星移動通信作為主要的通信手段之一，正向“多波束、大容量、智能化”方向發(fā)展，而現(xiàn)階段成熟的衛(wèi)星通信主要是微波通信，其通信頻段將很難滿足未來高速率、大容量的通信需求，且難以實現(xiàn)小型化[6-7]。

微波光子技術(shù)為下一代衛(wèi)星移動通信發(fā)展帶來了新希望。該技術(shù)將微波與光子兩大技術(shù)相融合，利用微波光子技術(shù)實現(xiàn)信息處理、控制和傳輸，秉承了光的高速、寬帶、透明、低功耗及潛在的低成本等諸多優(yōu)勢，將大大提高微波特別是毫米波信號的處理能力，在未來寬帶衛(wèi)星通信發(fā)展中具有良好的應(yīng)用潛力[8]。此外，隨著人們對通信帶寬需求激增，若面向30～70 GHz高頻通信，該技術(shù)還可克服信號處理的電子采集瓶頸，并具備更為靈活強大的并行處理能力和高解析度。

雖然微波光子技術(shù)優(yōu)勢眾多，但由于光纖鏈路及系統(tǒng)器件的非線性特性，特別是電光調(diào)制器的非線性特性，將會導(dǎo)致信號畸變。以最常見、使用最廣泛的馬赫-曾德爾調(diào)制器(Mach-Zehnder Modulator，MZM)為例，盡管鈮酸鋰材料本身非常穩(wěn)定，具有低損耗、使用壽命長、受溫度及系統(tǒng)波長影響小等特點，且可處理的信號帶寬和光功率較高，但由于其傳輸函數(shù)的正余弦特性，當(dāng)輸入的射頻信號功率較大時，輸出信號將產(chǎn)生嚴(yán)重的失真，進(jìn)而影響到整個系統(tǒng)的增益及動態(tài)范圍等指標(biāo)，因此，實現(xiàn)系統(tǒng)射頻信號的無失真輸出是當(dāng)前光子輔助超寬帶射頻信號傳輸與處理所面臨的重要挑戰(zhàn)。對于寬帶多載波微波模擬光鏈路系統(tǒng)而言，主要面臨諧波失真、三階交調(diào)及互調(diào)非線性失真等多種非線性失真問題。一般選取合適的濾波器可以消除諧波失真，但三階交調(diào)及互調(diào)非線性失真則無法簡單移除[9-11]，因此，消除寬帶微波光子系統(tǒng)的多源非線性失真是該技術(shù)未來應(yīng)用所亟需解決的關(guān)鍵問題之一。

目前，多種線性化方法被提出，如預(yù)失真線性化技術(shù)[12]、基于前饋控制的線性化技術(shù)[13]、調(diào)制器級聯(lián)技術(shù)[14]、基于數(shù)字信號處理(Digital Signal Processing，DSP)的失真后補償線性化技術(shù)[15]、基于光邊帶抑制的線性化技術(shù)[16]、基于非線性失真抵消的線性化技術(shù)[17]、相位調(diào)制相干探測及同相/正交(In-phase/Quadrature，I/Q)解調(diào)技術(shù)[18]等，而這些技術(shù)較多地只針對某種特定類型的非線性失真。

綜合比較可知，基于DSP的失真補償技術(shù)相對來說應(yīng)用較為靈活、成本較低，為寬帶多載波系統(tǒng)的非線性失真抑制提供廣闊的研究空間。在未來超寬帶、多載波的環(huán)境中，不僅存在三階交調(diào)非線性，不同的射頻載波之間即使間隔很遠(yuǎn)，仍然會存在載波間的互調(diào)非線性，它們占據(jù)了更寬的帶寬，這就意味著其失真的補償和抑制需覆蓋整個工作帶寬。正由于互調(diào)非線性失真產(chǎn)生機理的特殊性導(dǎo)致傳統(tǒng)窄帶的失真抑制手段失效，而寬帶多載波鏈路傳遞函數(shù)受整個工作帶寬隨機輸入的多個載波影響，傳統(tǒng)的DSP失真補償方法在運用時需重新修改。

基于以上問題，本文提出了一種新的多源非線性數(shù)字補償方法，僅需要獲知系統(tǒng)的調(diào)制器工作點及輸出截斷點信息即可完成三階交調(diào)、互調(diào)等多源非線性失真的共同補償，避免了獲知系統(tǒng)具體的特征參數(shù)所帶來的額外復(fù)雜度，算法簡單易于實現(xiàn)，保證了光載超寬帶射頻信號的線性傳遞。本文介紹了該方法的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及原理，設(shè)計了相應(yīng)的系統(tǒng)實驗，驗證了方法的有效性。

1 原理模型

本文所提出的寬帶多載波微波光鏈路系統(tǒng)的線性化方法的實驗結(jié)構(gòu)圖及數(shù)據(jù)處理單元的非線性失真補償算法流程圖分別如圖1(a)和(b)所示。

圖1 寬帶多載波微波光鏈路線性化方法實驗結(jié)構(gòu)及算法流程圖

由圖1(a)可知，激光器發(fā)出的連續(xù)光經(jīng)光放大器功率放大，被分光比為1∶1的光耦合器分成兩路，上支路及下支路分別被鈮酸鋰MZM調(diào)制，調(diào)制器1加載寬帶射頻信號；調(diào)制器2加載本振信號，調(diào)制后上支路的信號光與下支路的本振光在光耦合器耦合之前分別經(jīng)過光纖布拉格光柵和環(huán)形器的組合實現(xiàn)單邊帶濾波，得到單邊帶的信號光與單邊帶的本振光；最后，上、下支路的單邊帶的信號光與本振光拍頻并由光電探測器檢測得到中頻輸出信號，經(jīng)過高精度的數(shù)據(jù)采集卡(Analog-to-Digital Conversion，ADC)采集，中頻信號的模擬信息轉(zhuǎn)化為數(shù)字信息，在數(shù)據(jù)處理單元完成非線性失真的算法補償。

由圖1(b)可知，非線性算法補償將分兩步：第一步，互調(diào)非線性失真補償；第二步，三階交調(diào)非線性失真補償。當(dāng)系統(tǒng)處于超寬帶、多載波工作條件時，多載波鏈路雖然具有超寬帶的工作特性，但具體到某個信道仍具有窄帶特性，因而利用濾波手段提取窄帶數(shù)字信息，結(jié)合系統(tǒng)的非線性傳遞函數(shù)特性，分析寬帶系統(tǒng)多源非線性產(chǎn)生的物理機制并構(gòu)建失真補償模型，將是一種可行手段。下面將從理論上對本文算法進(jìn)行詳細(xì)說明。

一般來說，可由通用的泰勒級數(shù)展開模型表示系統(tǒng)的非線性傳遞函數(shù)。由于高階諧波的幅度具有驟減特性，在小信號情況下對系統(tǒng)影響較小，因此，忽略三階以上高階諧波分量，系統(tǒng)傳遞函數(shù)表達(dá)式為

y=a0+a1x+a2x2+a3x3。

(1)

式中：系數(shù)ai(i=0,1,2,3)，為鏈路的特征參量。寬帶多載波射頻信號包含多種頻率成分，每種頻率成分的中心角頻率為ωk，幅度為Ak，因此，數(shù)學(xué)上表示為

(2)

將式(2)代入式(1)中，則有

(3)

對于式(3)中的第一項及第二項，其展開形式分別為

(4)

(5)

將式(4)及式(5)代入式(3)中，進(jìn)一步整理得到輸出失真信號為

(6)

經(jīng)過系統(tǒng)上支路單邊帶信號光與下支路單邊帶本振光拍頻后得到中頻信號。由式(6)可知，超寬帶多載波工作狀態(tài)下，頻率為ωIF的中頻信號不僅受到系統(tǒng)帶外信號對帶內(nèi)信號的影響，即互調(diào)非線性失真，又受到系統(tǒng)帶內(nèi)交調(diào)非線性失真影響，主要為三階交調(diào)非線性失真，兩種非線性失真共存。如圖1(b)所示，在數(shù)據(jù)處理單元，為了構(gòu)建互調(diào)非線性失真補償信號，分別利用低通濾波和帶通濾波方式提取失真信號的基帶項y0與基頻項y1，分別如下：

(7)

(8)

根據(jù)式(7)與式(8)，在小信號近似情況下完成如下算法處理：

Akcos(ωIFt)。

(9)

由式(9)可知，當(dāng)γ=-3a3a0/a1a2時，系統(tǒng)載波間的互調(diào)非線性失真將得到抑制，補償后的形式為

(10)

由式(10)可知，系統(tǒng)仍具有三階交調(diào)非線性失真。利用基頻項平方濾波的方式實現(xiàn)三階交調(diào)非線性失真補償，即

Akcos(ωIFt)≈

(11)

本文系統(tǒng)為工作點設(shè)置在低偏置工作狀態(tài)的強度調(diào)制-直接檢測系統(tǒng)，輸入射頻信號為兩個雙音信號所組成的四音信號，系統(tǒng)輸出的失真信號在數(shù)據(jù)處理單元中完成第一步后，再次通過濾波手段分別提取出兩個載波信號S1、S2，并基于上述補償思路，分別構(gòu)造三階交調(diào)非線性失真補償函數(shù):

(12)

(13)

基于以上分析，利用如下算法消除系統(tǒng)的三階交調(diào)非線性，最后，輸出的線性化中頻信號SL1和SL2分別表示為

(14)

(15)

由此可知，準(zhǔn)確獲知特征系數(shù)a0～a3是實現(xiàn)本文算法補償?shù)年P(guān)鍵。對于低偏置強度調(diào)制-直接檢測系統(tǒng)，傳遞函數(shù)還可表示為

(16)

式中：Vπ是半波電壓，φ為調(diào)制器實際工作點相對正交偏置點的角度偏差值，R為探測器的響應(yīng)度，IPD為探測光電流，ZPD為探測器的等效匹配阻抗。

將式(16)展開，忽略高階項得到

(17)

將式(17)與式(1)對比可知，特征系數(shù)a0～a3具體表達(dá)式如下:

a0=RIPDZPD，

(18)

(19)

(20)

(21)

當(dāng)系統(tǒng)處于低偏置時，θ=π/2-φ，根據(jù)以上特征參量，可確定補償系數(shù)

(22)

由式(22)可知，補償系數(shù)γ僅受調(diào)制器偏置點影響，與系統(tǒng)其他參數(shù)無關(guān)，而調(diào)制器的偏置點通過商用的偏置控制器可簡單獲得。綜上可知，本文所提出的線性化方法，只需獲知系統(tǒng)調(diào)制器的偏置點及系統(tǒng)輸出截斷點，無需利用硬件手段構(gòu)建新的非線性失真補償路徑，即可實現(xiàn)多源非線性的算法補償，保證了光載寬帶射頻信號的線性化傳遞。

2 實驗分析

為了進(jìn)一步驗證本文所提的線性化算法的有效性，按照如圖1所示的結(jié)構(gòu)搭建實驗平臺，參數(shù)設(shè)置根據(jù)光電器件實際應(yīng)用情況而定，輸入系統(tǒng)的多載波射頻信號為隨機選取，但受實驗條件ADC帶寬限制，變頻后的中頻信號盡量保證在百兆以內(nèi)。激光器輸出的連續(xù)光載波波長為1 550 nm，功率為16 dBm，MZM電光調(diào)制器1與2的工作帶寬為20 GHz，調(diào)制器1的偏置角度為120°，調(diào)制器2的偏置角度為正交偏置點，利用偏置控制器保持調(diào)制器偏置點穩(wěn)定。調(diào)制器1加載的寬帶射頻信號為兩個雙音信號A與B組成的四音信號，雙音信號A的頻率分別為2.499 GHz和2.5 GHz，雙音信號B的頻率分別為14.997 GHz和15 GHz。調(diào)制器2加載的本振信號為頻率分別為2.481 GHz和14.938 GHz組成的雙音信號。經(jīng)過光電探測器檢測后，系統(tǒng)最終輸出的中頻信號被采集速率為200 Msample/s的數(shù)據(jù)采集卡數(shù)字化，并在圖1(b)所示的數(shù)據(jù)處理單元利用離線的Matlab程序完成多源非線性失真補償。

2.1 互調(diào)非線性失真補償

當(dāng)寬帶多載波微波光鏈路系統(tǒng)中兩個雙音信號的射頻功率分別為4.5 dBm和5 dBm、本振信號功率為13 dBm時，系統(tǒng)輸出中頻信號的頻譜如圖2(a)所示。由圖2(a)可以看出，未經(jīng)過任何算法補償?shù)男盘柺д娣浅Ｃ黠@，兩個雙音信號的基頻分量對互調(diào)非線性失真分量的抑制量分別為27.31 dB和30.01 dB。按照圖1(b)第一步完成互調(diào)非線性失真算法補償后，信號頻譜圖如圖2(b)所示，兩個雙音信號的基頻分量對互調(diào)非線性失真分量的抑制量分別達(dá)到62.29 dB和57.89 dB。由此可見，系統(tǒng)的互調(diào)非線性失真分別改善了34.98 dB和27.88 dB。

(a)未經(jīng)任何DSP算法補償?shù)男盘栴l譜圖

(b)經(jīng)互調(diào)失真算法補償后的信號頻譜圖圖2 寬帶多載波微波光鏈路系統(tǒng)檢測到的信號頻譜圖

2.2 三階交調(diào)非線性失真補償

通過帶通濾波手段分別提出兩個雙音信號，標(biāo)記為信號A與信號B，按照如圖1(b)所示的算法流程單獨對信號A與信號B進(jìn)行三階交調(diào)非線性失真補償。由圖2(a)可知，未進(jìn)行算法補償?shù)男盘朅的基頻分量對三階交調(diào)非線性失真分量的抑制量為35.32 dB，信號B的基頻分量對三階交調(diào)非線性失真分量的抑制量為31.86 dB。經(jīng)過三階交調(diào)非線性算法補償后，信號A與信號B的頻譜如圖3(a)與圖3(b)所示，其基頻分量對三階交調(diào)非線性失真分量的抑制量分別為61.29 dB與58.01 dB。對比圖3(a)與圖2(a)可知，信號A的三階交調(diào)非線性失真改善了25.97 dB。同理，對比圖3(b)與圖2(a)可知，信號B的三階交調(diào)非線性失真改善了26.15 dB。

(b)信號B圖3 經(jīng)過三階交調(diào)非線性失真算法進(jìn)一步補償?shù)男盘栴l譜圖

2.3 無雜散動態(tài)范圍

最后，分別掃描信號A與信號B的輸入功率，記錄信號基頻對三階交調(diào)非線性失真的抑制比，得到如圖4(a)與圖4(b)所示的無雜散動態(tài)范圍圖?？梢钥闯觯唇?jīng)過系統(tǒng)線性化算法補償，輸出信號的非線性交調(diào)失真功率隨著輸入信號功率增大呈3倍速度增長；而經(jīng)過系統(tǒng)線性化算法補償后，呈5倍速度增長，表明系統(tǒng)輸出信號的三階交調(diào)非線性失真幾乎完全得到消除。需要說明的是，圖4(b)經(jīng)過非線性算法補償后，數(shù)值擬合稍有偏差是由于系統(tǒng)經(jīng)過非線性失真抑制，信號高階功率較低，容易受噪底影響而出現(xiàn)測量誤差，屬于較為正?，F(xiàn)象。由圖4(a)與圖4(b)可知，信號A與信號B的無雜散動態(tài)范圍分別提升了20 dB和18 dB，驗證了線性化算法的有效性。

(a)掃描信號A輸入功率

(b)掃描信號B輸入功率圖4 經(jīng)過非線性失真算法補償?shù)南到y(tǒng)無雜散動態(tài)范圍圖

3 對比及建議

目前，較為典型的多源非線性失真補償技術(shù)主要有互調(diào)和交調(diào)失真后補償技術(shù)[19]、基于預(yù)失真的互調(diào)失真補償技術(shù)[20]、數(shù)字互調(diào)和交調(diào)失真補償技術(shù)[21]等，本文所提出的補償方法與典型關(guān)鍵技術(shù)的對比如表1所示。由表1可知，本文所提出的補償方法較明顯地實現(xiàn)了系統(tǒng)互調(diào)及三階交調(diào)非線性失真的共同抑制，算法簡單可行，但也存在多載波系統(tǒng)單路載波信號跨頻段應(yīng)用受限問題，后續(xù)可針對該問題進(jìn)行算法優(yōu)化。

表1 典型多源非線性失真補償技術(shù)對比

未來，寬帶多載波微波光子鏈路非線性失真補償技術(shù)可用于寬帶、多功能雷達(dá)、電子對抗、衛(wèi)星通信等領(lǐng)域，為了完全滿足各領(lǐng)域的應(yīng)用需求，建議后續(xù)的微波光子技術(shù)在兩個方向進(jìn)行深入研究：第一，高效的電光調(diào)制——目前微波光子鏈路的損耗較大，主要制約因素是電光調(diào)制器，它的半波電壓過高，導(dǎo)致任何信號處理或者系統(tǒng)級聯(lián)等操作均會引入較大的噪聲系統(tǒng)代價；第二，集成、高精度的光頻譜處理手段——因為光頻和射頻具有4～5個數(shù)量級的差別，光載射頻信號的相對帶寬均極窄，對其進(jìn)行精細(xì)(百兆以下)操作非常困難。后續(xù)隨著光電子器件及光電處理手段的不斷發(fā)展完善，有望進(jìn)一步推進(jìn)微波光子技術(shù)的實用化進(jìn)程。

4 結(jié) 論

本文針對寬帶多載波微波光鏈路系統(tǒng)多種非線性失真共存問題，提出了一種多源非線性失真數(shù)字補償方法。通過提取系統(tǒng)的非線性失真補償信息、獲取系統(tǒng)調(diào)制器的工作點及輸出截斷點信息，可有效地實現(xiàn)系統(tǒng)輸出信號的三階交調(diào)及互調(diào)非線性失真的數(shù)字化補償。通過搭建實驗平臺，實現(xiàn)了系統(tǒng)互調(diào)非線性失真抑制34.98 dB，三階交調(diào)非線性失真抑制26.15 dB，系統(tǒng)無雜散動態(tài)范圍改善了20 dB。該方法無需構(gòu)建新的硬件失真補償路徑，更無需獲知系統(tǒng)全部具體特征參數(shù)，算法簡單可行，滿足未來超寬帶多載波射頻光子系統(tǒng)的線性化需求。